CN104578816B - 一种带有飞跨电容辅助桥臂的钳位型五电平背靠背变流器 - Google Patents

一种带有飞跨电容辅助桥臂的钳位型五电平背靠背变流器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种带有飞跨电容辅助桥臂的钳位型五电平背靠背变流器，该变流器包括5L‑Vienna整流器、中点平衡辅助桥臂、5L‑NPC逆变器，采用5L‑Vienna整流器作为永磁同步发电机的变速控制器，五电平结构可以实现更高的耐压等级；减少有源器件的数量，且没有直通短路问题，提高了可靠性，能够实现单位功率因数变速控制策略，且发电机电流可以被控制成正弦波，降低了谐波影响。此外，提出由两个串联的三电平飞跨电容桥臂构成的辅助电路配合修改5L‑Vienna整流器的SVM调制策略来实现中点平衡，辅助桥臂可以提供一个不平衡电流的流动路径，利用飞跨电容的电压钳位原理来解决直流不平衡问题。

Description

一种带有飞跨电容辅助桥臂的钳位型五电平背靠背变流器
技术领域
本发明涉及一种变流器系统及其控制方法，特别涉及五电平整流器的控制及电容电压不平衡控制办法。
背景技术
目前，大功率直驱风力发电系统都是采用直驱永磁发电机+全功率变流器的技术方案。其中全功率变流器作为永磁风力发电机和电网之间的接口，其容量与系统的额定容量相同。随着发电机组容量等级的不断增大，变流器的容量等级也必须随之提高，这就要求变流器自身及开关器件具备更高的电压和功率等级，然而受功率半导体材料的制造工艺和耐压极限的限制，传统的两电平变流器已经无法满足要求。除此之外，全功率变流器还必须同时满足电机和电网的要求。其中电机侧变流器需要具备对电机进行变速恒频控制能力，在实现最大功率追踪的同时尽可能提高输入功率因数，以减小损耗，提高系统的运行效率。网侧变流器需要具备提供满足电网要求的高质量的电能；快速的有功响应能力和长时间的有功和无功支持能力；在电网发生跌落或不对称故障时具有很好的适应能力以及隔离电网故障的能力。由此说明在中高压大功率场合，功率变流器的拓扑选择就显得十分关键。因此，目前亟需提出一种应用于中高压大功率场合，满足对于电压等级、高功率因数以及高电能质量等方面的要求的功率变流器的拓扑。
发明内容
本发明的目的在于提供一种带有飞跨电容辅助桥臂的钳位型五电平背靠背变流器。
为达到上述目的，本发明采用了以下技术方案：
包括5L-Vienna整流器、直流母线分压电容、中点平衡辅助桥臂以及5L-NPC逆变器；所述5L-Vienna整流器以及5L-NPC逆变器均与直流母线的PN点相连，P点为直流母线正端，N点为直流母线负端；所述直流母线分压电容为串联于直流母线PN点之间的四个相同的电容；所述中点平衡辅助桥臂包括接在PO点之间的上三电平飞跨电容辅助桥臂以及接在ON点之间的下三电平飞跨电容辅助桥臂，O点为所述四个相同的电容的中点，上三电平飞跨电容辅助桥臂的中点A、所述O点以及下三电平飞跨电容辅助桥臂的中点B分别与5L-NPC逆变器以及5L-Vienna整流器相连。
所述5L-Vienna整流器的控制策略包括电流闭环控制和实现O点电压平衡两部分；
电流闭环控制工作过程如下：采集5L-Vienna整流器交流侧三相电流，通过三相空间坐标轴与两极直交坐标轴变换将三相电流表示为iα、iβ两个旋转电流分量，并取得旋转电流的初始旋转角θi，再通过固定坐标轴与旋转坐标轴变换，使得两个旋转电流分量转换为一个相对固定坐标轴静止的直流电流分量i；将直流电流分量i与给定电流i*进行偏差比较，比较所得差值经电流调节器之后得到电压给定u*，将电压给定u*有效值除以VPO与VON之和，然后进行归一化处理得调制度m，最后将m和初始旋转角θi送入SVM调制器求取5L-Vienna整流器输出电压矢量；
O点电压平衡控制方法如下：SVM调制器依据m和θi获得5L-Vienna整流器开关动作状态，结合三相电流获得流经O点的净电流ino的方向，获取P、O之间电压VPO与O、N之间电压VON的差值，将差值除以VPO与VON的平均值，然后进行归一化处理并结合流经O点的净电流ino的方向得规范化的控制变量α，控制变量α经差分计算获得冗余矢量对的占空比dr1以及dr2，通过对冗余矢量的调制保持O点的电压平衡。
所述5L-Vienna整流器的调制策略包括以下步骤：
通过分析5L-Vienna整流器的SVM开关矢量图中每个点对应的开关矢量，从中寻找能够对流经O点电流进行控制的冗余矢量对，通过调整该冗余矢量对的占空比分配，进而产生净控制电流抵消O点失衡电流，当调制度大于0.5时，以包含小三角形的大三角形的三个顶点对应的开关矢量进行调制，所述小三角以相邻的3组开关矢量构成，同时将大三角形每边中点对应的开关矢量作为调制过程的中间过渡状态，以减小开关状态切换时的电压台阶，选择在此大三角范围内的冗余矢量来调节O点电流，保持O点平衡。
上三电平飞跨电容辅助桥臂包括有源开关S1～S4和飞跨电容Cf1，有源开关S1～S4依次串联，有源开关S1接P点，有源开关S4接O点，飞跨电容Cf1跨接在S2和S3上；下三电平飞跨电容辅助桥臂包括有源开关S5～S8和飞跨电容Cf2，有源开关S5～S8依次串联，有源开关S5接O点，有源开关S8接N点，飞跨电容Cf2跨接在S6和S7上。
所述A点、B点电位平衡的控制方法包括以下步骤：当上三电平飞跨电容辅助桥臂工作于开关状态O1时，有源开关S1以及S3导通，有源开关S2以及S4关断，飞跨电容Cf1通过流经点A的净电流ina进行充电；当上三电平飞跨电容辅助桥臂工作于开关状态O2时，有源开关S1以及S3关断，有源开关S2以及S4导通，飞跨电容Cf1通过流经点A的净电流ina放电，从而实现飞跨电容Cf1的电压恒定为UDC/4，UDC表示直流母线电压；当下三电平飞跨电容辅助桥臂工作于开关状态O1时，有源开关S5以及S7导通，有源开关S6以及S8关断，飞跨电容Cf2通过流经点B的净电流inb进行放电；当下三电平飞跨电容辅助桥臂工作于开关状态O2时，有源开关S5以及S7关断，有源开关S6以及S8导通，飞跨电容Cf2通过流经点B的净电流inb进行充电，从而实现飞跨电容Cf2的电压恒定为UDC/4。
本发明具有如下技术特点：
(1)5L-Vienna整流器可以实现更高的耐压等级，且减少了有源器件的数量，没有直通短路问题，提高了可靠性。
(2)在不同的调制度时，调整5L-Vienna整流器的调制侧策略，通过整流器提供的控制电流来抵消O点的失衡电流，维持O点平衡。
(3)5L-Vienna整流器能够实现单位功率因数变速控制策略，且发电机电流可以被控制成正弦波，降低了谐波影响。
(4)引入两个串联的3L飞跨电容桥臂，构成一个不平衡电流的流动路径，将不平衡电流馈送到母线的P，N和O点上，从而解决A点和B点的直流不平衡问题。
附图说明
图1为本发明变流器系统的整体拓扑结构图；图中A1、B1、C1表示整流器三相电路，A2、B2、C2表示逆变器三相电路；Sva1、Sva2、Svb1、Svb2、Svc1、Svc2分别表示整流器三相电路的有源开关；ia1、ib1、ic1表示整流器交流侧三相电流；Lf1、Lf2表示滤波电感，C表示滤波电容；
图2为5L-Vienna整流器的调制原理图；(a)为总的开关矢量；(b)为以图(a)中区域一部分为例的示例图；
图3为5L-Vienna整流器的控制原理图；SV1、SV2为冗余矢量对；dr为冗余矢量对的总占空比；dr1和dr1为SV1和SV2的占空比分配；
图4为5L-NPC逆变器的控制框图；SV1～SV4为电压空间矢量；d1～d4为电压空间矢量占空比；dO1和dO2为上三电平飞跨电容辅助桥臂O1和O2状态的占空比；d'O1和d'O2为下三电平飞跨电容辅助桥臂O1和O2状态的占空比；
图5为飞跨电容辅助桥臂的四种工作模式及电流换流图；iA1、iB1表示整流器输出流经A、B点的电流，iA2、iB2表示流过A、B点至逆变器的电流；(a)状态1：上桥臂-O1，下桥臂-O2，iA1<iA2,iB1<iB2，VAB>UDC/2；(b)状态2：上桥臂-O1，下桥臂-O1，iA1<iA2,iB1<iB2；(c)状态3：上桥臂-O2，下桥臂-O2，iA1<iA2,iB1<iB2；(d)状态4：上桥臂-O2，下桥臂-O1，iA1<iA2,iB1<iB2，VAB<UDC/2；
图6为五电平钳位型背靠背变流器的动态仿真波形；
图7为直流母线电容电压仿真波形；
图8为调制度分别为0.5和0.9的情况飞跨电容Cf1、Cf2电压波形；图8(a)调制度0.5，图8(b)调制度0.9；
图9为调制度0.5、单位功率因数情况下母线中点O的电压波形。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作详细说明。
本发明公开了一种应用于永磁直驱风电变换系统的新型五电平背靠背变流器及其控制策略。
图1给出了五电平钳位型背靠背变流器的整体结构图，该变流器包括连接在风力发电机侧的5L-Vienna整流器，完成AC-DC转换；中间直流母线连接整流器与逆变器，所连直流母线电容对两边电压进行钳位；5L-NPC逆变器完成DC-AC转换。本发明将5L-Vienna整流器、直流母线分压电容、中点平衡辅助桥臂以及5L-NPC逆变器组成变流器，采用5L-Vienna整流器作为永磁同步发电机的变速控制器具有以下优点：首先，五电平结构可以实现更高的耐压等级；其次减少了有源器件的数量，且没有直通短路问题，提高了可靠性；最后，能够实现单位功率因数变速控制策略，且发电机电流可以被控制成正弦波，降低了谐波影响。针对背靠背变流器直流母线中点不平衡问题，本发明中提出由上下两个串联的三电平飞跨电容辅助桥臂(3L-FC)构成的辅助电路配合修改5L-Vienna整流器的SVM调制策略来实现中点平衡。其中，3L-FC可以提供一个不平衡电流的流动路径，利用飞跨电容的电压钳位原理来解决直流不平衡问题。
所述5L-Vienna整流器以及5L-NPC逆变器均与直流母线的PN点相连，P点为直流母线正端，N点为直流母线负端；它由6个有源开关和24个无源二极管构成，为单极性整流器，它的A、B、C三相电路完全相同，每相电路由两个H桥串联而成，每个H桥由三条并联支路构成，该三条并联支路分别为两个串联的二极管、一个有源开关以及两个串联的二极管；所述直流母线分压电容为串联于直流母线PN点之间的四个相同的电容；所述中点平衡辅助桥臂包括接在PO点之间的上三电平飞跨电容辅助桥臂以及接在ON点之间的下三电平飞跨电容辅助桥臂，O点为所述四个相同的电容的中点，所述5L-NPC逆变器为传统的五电平电压钳位型逆变器；上三电平飞跨电容辅助桥臂的中点A、所述O点以及下三电平飞跨电容辅助桥臂的中点B分别与5L-NPC逆变器以及5L-Vienna整流器的相连。
上、下两个三电平飞跨电容辅助桥臂分别均包括四个有源开关和一个飞跨电容，上三电平飞跨电容辅助桥臂连接在P、O之间，包括有源开关S1～S4和飞跨电容Cf1，有源开关S1～S4依次串联成一整体，该整体的一端由有源开关S1接P点，另一端由有源开关S4接O点，飞跨电容Cf1跨接在S2和S3上；下三电平飞跨电容辅助桥臂连接在O、N之间，包括有源开关S5～S8和飞跨电容Cf2，有源开关S5～S8依次串联成一整体，该整体的一端由有源开关S5接O点，另一端由有源开关S8接N点，飞跨电容Cf2跨接在S6和S7上。
5L-Vienna整流器控制策略：
5L-Vienna整流器的主电路由6个IGBT、24个快恢复二极管构成6个整流桥，由于5L-Vienna整流器为单极性整流器，其正常工作范围，即电压和电流允许的相差为±30°，此时调制度为0.577。随着调制度的增加，允许工作范围在减小，直到调制度为1时，允许相差为0°。为了使5L-Vienna整流器能够工作在较高的调制度下，所以这里采用基于电流定向的控制策略，如图3所示。在该控制策略下首先对5L-Vienna整流器的三相电流进行静止坐标变换获取电流相位即初始旋转角θi，然后经过电流定向旋转坐标变换求取电流反馈i，5L-Vienna整流器的电流给定i*与电流反馈i经过负偏差比较和电流调节器之后得到5L-Vienna整流器电压给定u*，将电压给定u*有效值除以VPO与VON之和，然后对其进行归一化处理求取调制度m，最后将m和电流相位给定θi送入SVM调制算法，从而可以保证5L-Vienna整流器输出电压与电流同相。
5L-NPC逆变器控制策略：
根据电网对网侧逆变器的要求，网侧5L-NPC逆变器必须具有快速的有功响应能力，将5L-Vienna整流器变换的有功功率馈送至电网并实现对直流母线电压的控制，同时还必须具备能够向电网提供无功支持的能力。因此这里采用基于电网电压定向的双闭环控制策略，其中电压外环用以维持母线电压稳定，其控制过程如图4中①④部分所示，其中直轴分量控制直流母线电压UDC，交轴分量控制流入电网的无功功率Q。电压给定与反馈UDC经过偏差比较和电压调节器输出有功电流内环给定与电流反馈id经过电流调节器得到d轴电压矢量给定ud；无功外环用以按照要求调节馈送至电网的无功大小，电网正常工作时该给定为零。同理可以得到q轴电压矢量给定uq，最后经过归一化处理求取调制度m和相对角θ，最后将m和参考电压矢量相位给定θ+θe送入SVM调制算法获取逆变器开关状态。
直流母线中点电压平衡控制策略：
由于本发明提出的功率变换系统是基于背靠背结构拓扑，5L-Vienna整流器和5L-NPC逆变器共用同一直流母线，且两者通过O，A，B分别对应连接在一起。在系统正常工作时，由于5L-Vienna整流器的调制度会随着发电机转速的变化而变化，这会造成流入与流出A点，B点和O点的直流电流瞬时不可能完全平衡，这样同样会导致电容电压发生漂移和脉动。为了更好的解决A，B两点的不平衡问题，这里引入了两个串联的3L飞跨电容辅助桥臂，这两个3L飞跨电容辅助桥臂可以提供一个不平衡电流的流动路径，将不平衡电流馈送到母线的P，N和O点上，从而可以解决A点和B点的直流不平衡问题。至于A点和B点存在的低频脉动，由于引入的3L飞跨电容辅助桥臂将直流母线的电容中点转移到了桥臂中点，因此只要能够维持辅助桥臂的飞跨电容两端电压始终保持不变，则A，B点的脉动就可以得到抑制。
如图4中②③部分所示。首先电压给定UDC/4与飞跨电容电压VFC1、VFC2分别进行偏差比较，然后经过PI调节器和限幅器处理输出控制变量α1和α2，控制变量α1分解成(1+α1)/2和(1-α1)/2，并分别作为上三电平飞跨电容辅助桥臂在开关状态O1和O2时的占空比，控制变量α2分解成(1+α2)/2和(1-α2)/2，并分别作为下三电平飞跨电容辅助桥臂在开关状态O1和O2时的占空比，从而通过占空比调整控制飞跨电容Cf1、Cf2的电压VFC1、VFC2，通过这两个电压闭环控制来调整上下3L-FC辅助桥臂在开关状态O1和O2时的占空比，即dO1，dO2，d’O1和d’O2。这个控制过程将使飞跨电容的电压VFC1和VFC2分别等于UDC/4，进而实现中点A、B的平衡。除此之外，控制变量α1和α2同时也受到中点净电流ina和inb极性的影响，即电流极性为正时，控制变量符号不变，电流极性为负时，控制变量符号相反。
中点净电流ina和inb极性判断的具体实施办法如下：如图4中③部分所示，根据等式ina＝iA1-iA2，inb＝iB1-iB2可以判断中点电流极性，进而调整占空比实现中点平衡控制。其中iA2和iB2可以通过利用5L-NPC逆变器的相电流(ia2，ib2和ic2)及其调制器提供的开关矢量SV1～SV4和占空比d1～d4来计算，过程如下：对于任意给定参考电压矢量V，可以根据SVPWM调制原理选择与参考电压矢量邻近的三个基本电压矢量及其中某基本电压矢量的冗余矢量来合成，若选择开关矢量SV1，SV2，SV3以及SV4，则合成过程为V＝d1*SV1+d2*SV2+d3*SV3+d4*SV4，由于每个开关矢量包含了逆变器三相的开关状态，而每相的开关状态有五个，分别用数字0～4表示，则每个开关矢量可以用三个数字组合表示。当开关矢量中某相的开关状态为“3”时，该相电流会流入A点；当开关矢量中某相的开关状态为“1”时，对应相电流会流入B点；当开关矢量中某相的开关状态不为“3”和“1”时，则该相流入A点和B点电流为零。因此iA2等于每个开关矢量的占空比乘以该开关矢量下流入A点的三相电流总和，相应的iB2等于每个开关矢量的占空比乘以该开关矢量下流入B点的三相电流总和。iA1、iB1同样可以由整流器三相电流和开关状态获得，计算方法如上所述为每个开关矢量占空比乘以该开关矢量下流入A、B点的三相电流总和。
本发明中直流母线O点的平衡控制是通过修改5L-Vienna整流器的SVM调制策略实现的，借助Vienna整流器提供的控制电流来抵消O点的失衡电流。通过分析5L-Vienna的SVM开关矢量图中每个点对应的开关矢量，从中寻找能够对直流母线O点进行充放的冗余矢量对，通过调整该矢量对的占空比分配，进而产生净控制电流达到抵消O点失衡电流的目的。
参见图2a，依据电流极性将整流器开关矢量图划分为6个区域，所标示数字第一位表示区域，后三位表示5L-Vienna整流器三相开关的状态，同一点有两组数字表示冗余矢量对。不同的开关状态对应不同的电压输出，而整流器开关动作频率远远高出工频50Hz，因此可以利用不同开关状态的组合以及调节每个开关动作的占空比来达到调节输出电压的目的，这就是SVM调制策略的基本原理。由于O点电流受整流器输出电流控制，本发明在SVM调制策略的基础上提出利用对冗余矢量的调节来调节整流器的输出电流，从而实现O点的平衡。传统开关矢量控制为小三角控制即由相邻的呈三角分布的三组开关矢量来合成所需要的电压矢量。但当调制度大于0.5时，小三角开关矢量中没有合适的冗余矢量序列进行O点电流平衡控制，针对这个问题本发明提出大三角调制法，即不直接采用合成电压矢量所在小三角的邻近矢量，而采用以包含小三角形的大三角形的三个顶点对应的开关矢量进行调制，所述小三角以相邻的3组开关矢量构成，同时将大三角形每边中点对应的开关矢量作为调制过程的中间过渡状态，以减小开关状态切换时的电压台阶。在此大三角范围内必定有冗余矢量对可以用来调节O点电流保持O点平衡。
当调制度m>0.5时，SVM外圈的开关矢量没有一对能够对O点进行充放的冗余状态，因此当参考电压位于在调制度m<0.5时，仍然采取传统的五电平SVM调制，在调制度m>0.5时，采用简化的三电平SVM控制，即大三角调制。这里以第一子扇区的Ⅰ号区域为例说明。如图2b所示，V1、V2分别为调制度小于0.5和大于0.5时的电压空间矢量。V1可以通过传统的小三角调制由矢量211、221、321、322按照一定的占空比调制而成，其中322和211为冗余矢量对，中点电流在322状态下为-ino，而在211状态下则为ino。因此，只要控制冗余矢量的占空比就可以控制中点电流。当调制度大于0.5时，在小三角范围内找不到合适的矢量序列进行平衡控制，本发明针对此提出了基于含有共同点Q的大三角如三角QAB、QBC等的控制方法，如V2所示，可以由矢量200、300、400、410、420、421、422构成。其中300、410、421为过度状态，占空比很小，而200、422则为冗余矢量对，可以控制O点的平衡。
参见图3，O点电压平衡控制方法如下：SVM调制器依据m和θi可以获得整流器输出电压矢量从而获得整流器开关动作状态，结合三相电流就可以获得流经O点的电流ino的方向，获取P、O之间电压VPO与O、N之间电压VON的差值，将差值除以VPO与VON的平均值，然后进行归一化处理得一变量，结合流经O点的电流ino方向就可以获得规范化的控制变量α，最终经差分计算获得冗余矢量对的占空比dr1以及dr2，通过对冗余矢量的调制就可以保持O点的电压平衡。
图5给出了飞跨电容辅助桥臂的四种工作模式及电流换流图。规定上下两个三电平飞跨电容(3L-FC)辅助桥臂各自的中点即等效A点和B点，5L-NPC逆变器侧电流流出为正方向，5L-Vienna整流器侧电流流入为正方向。为了实现上下桥臂的飞跨电容的平衡，这里采取对上下半桥进行bang-bang控制，使上下的3L飞跨电容辅助桥臂桥臂各自工作于O1状态(S1＝on，S2＝off，S3＝on，S4＝off/S5＝on，S6＝off，S7＝on，S8＝off)和O2状态(S1＝off，S2＝on，S3＝off，S4＝on/S5＝off，S6＝on，S7＝off，S8＝on)，且在这两种状态下处于同一半桥的开关S1(S5)和S3(S7)，S2(S6)和S4(S8)动作时保持同开同关。因此存在四种不同的工作模式，如图5所示。不同情况下电流极性与开关状态对电容电压的影响不同。若此时A点电流方向为正，当VFC1＞VPO/2时，开关S2和S4导通，Cfc1放电，使Cfc1电压下降；当VFC1＜VPO/2时，开关S1和S3导通，Cfc1充电，使Cfc1电压上升。A点电流流入时，电压变化分析类似。在一个开关周期内通过不断对电容进行充放电，从而使飞跨电容电压维持在母线电压的四分之一，达到电压平衡控制的目的。
系统的仿真实验
图6给出了采用以上方案实现的五电平钳位型背靠背变流器并网时的动态仿真波形。从图6中可以看出在0<t<0.2s期间5L-Vienna整流器不工作，网侧5L-NPC逆变器工作于整流状态，5L-NPC启动工作后迅速从电网侧抽取大电流用于建立直流母线电压，此时并网电流和电网电压相差180度，母线电压迅速上升并逐渐趋于设定值，5L-NPC逆变器整流电流在母线电压稳定后很快减小为零附近。在t＝0.4s以后整流器开始工作，当5L-Vienna整流器电流给定阶跃时整流侧电流迅速增大追踪电流给定，且其输出电压(滤波后)和电流同相，实现了基于电流定向的控制。而对于整流侧输入功率突然增大造成对直流母线的暂时冲击，网侧5L-NPC逆变器能够迅速启动调节并入电网的有功功率，实现对直流母线的稳定。在系统运行的过程中第四辅助桥臂和5L-Vienna整流器共同为NPC逆变器正常工作提供了可靠的母线中点，如图7所示。以上说明基于5L-Vienna和5L-NPC组成的背靠背功率变换系统是可行的，机侧5L-Vienna变流器的电流定向控制策略和5L-NPC变流器的并网控制策略是有效的。
图8(a)给出了逆变器工作在调制度为0.5附近情况下的直流母线中点A、B电压波形。系统初始条件设置为上半桥臂飞跨电容Cf1电压为4000V，下半桥臂飞跨电容Cf2电压1000V；D轴电流初始给定为500A，Q轴电流给定为0A。主系统开始工作后，两个飞跨电容电压快速下降到500V以下，随后辅助桥臂启动飞跨电容电压开始缓慢上升，在大约0.03s之后上下两个半桥的飞跨电容达到控制目标电压2500V。随后NPC在调制度为0.5附近正常工作，且单位功率因数为1，并网电流峰值逐渐增大至408A(对应D轴电流给定为500A)。在此过程中飞跨电容电压能够很好的维持在母线电压的四分之一2500V附近且电压波动很小。在0.2s<t<0.5s期间，D轴有功电流给定阶跃为1000A，NPC的工作调制度m在0.51附近，单位功率因数仍然为1，此时飞跨电容电压开始出现较大的波动，但是仍然能够维持在2500V附近。在0.5s后Q轴无功电流给定阶跃为500A，此时单位功率因数下降为0.48附近，此时飞跨电容电压波动依然较大。图8(b)给出了5L-NPC逆变器在调制度为0.9情况下的辅助桥臂飞跨电容电压波形。在此过程中电流给定及其变化与调制度为0.5情况下完全相同，可以从图中看出调制度为0.9时的飞跨电容电压波动要小于调制度为0.5的情况。以上表明，基于两个串联3L-FC桥臂的第四辅助桥臂可以很好的实现A、B点电压控制，为五电平变流器提供稳定的直流母线，使得逆变系统可以在全调制范围和功率因数范围内工作，且并网电流波形正弦。
图9给出了O点的平衡控制仿真波形，由于5L-Vienna整流器只能工作于单位功率因数为1的情况下，所以这里给出了其工作于调制度为0.5情况下的波形。初始条件设置为直流母线为10KV，VPO电压初值为4000V，VON电压初值为6000V，稳态时相电流峰值最大值为1000A。从图9中可以看出在0.2s之前未进行中点控制，中点电压偏离继续增大，在0.2s时启动中点控制，母线中点电压迅速被拉回5000V左右，并在此上下50V波动。即使系统电流增大直流母线电容电压也不会飘开。由此表明5L-Vienna整流器采用的大三角调制算法可以实现中点O的平衡控制。

Claims (5)

1.一种带有飞跨电容辅助桥臂的钳位型五电平背靠背变流器，其特征在于：包括5L-Vienna整流器、直流母线分压电容、中点平衡辅助桥臂以及5L-NPC逆变器；所述5L-Vienna整流器以及5L-NPC逆变器均与直流母线的PN点相连，P点为直流母线正端，N点为直流母线负端；所述直流母线分压电容为串联于直流母线PN点之间的四个相同的电容；所述中点平衡辅助桥臂包括接在PO点之间的上三电平飞跨电容辅助桥臂以及接在ON点之间的下三电平飞跨电容辅助桥臂，O点为所述四个相同的电容的中点，上三电平飞跨电容辅助桥臂的中点A、所述O点以及下三电平飞跨电容辅助桥臂的中点B分别与5L-NPC逆变器以及5L-Vienna整流器相连。
2.根据权利要求1所述一种带有飞跨电容辅助桥臂的钳位型五电平背靠背变流器，其特征在于：所述5L-Vienna整流器的控制策略包括电流闭环控制和实现O点电压平衡两部分；
电流闭环控制工作过程如下：采集5L-Vienna整流器交流侧三相电流，通过三相空间坐标轴与两极直交坐标轴变换将三相电流表示为iα、iβ两个旋转电流分量，并取得旋转电流的初始旋转角θi，再通过固定坐标轴与旋转坐标轴变换，使得两个旋转电流分量转换为一个相对固定坐标轴静止的直流电流分量i；将直流电流分量i与给定电流i*进行偏差比较，比较所得差值经电流调节器之后得到电压给定u*，将电压给定u*有效值除以VPO与VON之和，然后进行归一化处理得调制度m，最后将m和初始旋转角θi送入SVM调制器求取5L-Vienna整流器输出电压矢量；
O点电压平衡控制方法如下：SVM调制器依据m和θi获得5L-Vienna整流器开关动作状态，结合三相电流获得流经O点的净电流ino的方向，获取P、O之间电压VPO与O、N之间电压VON的差值，将差值除以VPO与VON的平均值，然后进行归一化处理并结合流经O点的净电流ino的方向得规范化的控制变量α，控制变量α经差分计算获得冗余矢量对的占空比dr1以及dr2，通过对冗余矢量的调制保持O点的电压平衡。
3.根据权利要求2所述一种带有飞跨电容辅助桥臂的钳位型五电平背靠背变流器，其特征在于：所述5L-Vienna整流器的调制策略包括以下步骤：
通过分析5L-Vienna整流器的SVM开关矢量图中每个点对应的开关矢量，从中寻找能够对流经O点电流进行控制的冗余矢量对，通过调整该冗余矢量对的占空比分配，进而产生净控制电流抵消O点失衡电流，当调制度大于0.5时，以包含小三角形的大三角形的三个顶点对应的开关矢量进行调制，所述小三角以相邻的3组开关矢量构成，同时将大三角形每边中点对应的开关矢量作为调制过程的中间过渡状态，以减小开关状态切换时的电压台阶，选择在此大三角范围内的冗余矢量来调节O点电流，保持O点平衡。
4.根据权利要求1所述一种带有飞跨电容辅助桥臂的钳位型五电平背靠背变流器，其特征在于：上三电平飞跨电容辅助桥臂包括有源开关S1～S4和飞跨电容Cf1，有源开关S1～S4依次串联，有源开关S1接P点，有源开关S4接O点，飞跨电容Cf1跨接在S2和S3上；下三电平飞跨电容辅助桥臂包括有源开关S5～S8和飞跨电容Cf2，有源开关S5～S8依次串联，有源开关S5接O点，有源开关S8接N点，飞跨电容Cf2跨接在S6和S7上。
5.根据权利要求4所述一种带有飞跨电容辅助桥臂的钳位型五电平背靠背变流器，其特征在于：所述A点、B点电位平衡的控制方法包括以下步骤：当上三电平飞跨电容辅助桥臂工作于开关状态O1时，有源开关S1以及S3导通，有源开关S2以及S4关断，飞跨电容Cf1通过流经点A的净电流ina进行充电；当上三电平飞跨电容辅助桥臂工作于开关状态O2时，有源开关S1以及S3关断，有源开关S2以及S4导通，飞跨电容Cf1通过流经点A的净电流ina放电，从而实现飞跨电容Cf1的电压恒定为UDC/4，UDC表示直流母线电压；当下三电平飞跨电容辅助桥臂工作于开关状态O1时，有源开关S5以及S7导通，有源开关S6以及S8关断，飞跨电容Cf2通过流经点B的净电流inb进行放电；当下三电平飞跨电容辅助桥臂工作于开关状态O2时，有源开关S5以及S7关断，有源开关S6以及S8导通，飞跨电容Cf2通过流经点B的净电流inb进行充电，从而实现飞跨电容Cf2的电压恒定为UDC/4。
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