CN104539567A - 一种基于相位调制的1090es信号扩容方法 - Google Patents

Abstract

该发明公开了一种基于相位调制的1090ES信号扩容方法，涉及民用航空的空管监视领域。信号处理过程包括：信号发射端对数据信息的采集、PPM和子脉冲相位双重调制、扩容信号发送，信号接收端对扩容信号的接收、同步、PPM信息和相位信息解调。关键技术和效果在于：1.调制过程采用分段线性相位过渡方法解决相位突变导致的频谱扩展问题，有效改善了扩容后1090ES信号的带宽特性；2.载频同步过程采用前导脉冲和4位数据脉冲进行两次同步，保证了同步的快速和准确性，有效解决了ADS-B接收机特殊的多发单收同步问题；3.基带相位信息解调过程采用了一种基于误差前向反馈的相位判决方法，有效提高了相位判决准确性。

Description

一种基于相位调制的1090ES信号扩容方法

技术领域

本发明属于民用航空的空管监视领域，特别涉及一种用于ADS-B 1090ES信号的扩容技术。

背景技术：

新一代空管监视技术ADS-B(Automatic Dependent Surveillance-Broadcast)在国内逐步推广应用，并可能成为我国远期规划的主要监视手段。ADS-B实现了二次雷达的监视功能，同时还具有导航和通信的功能，但由于信号承载的数据有限，只能传输少量的重要信息。ICAO推荐的全球可互用的ADS-B扩展电文数据链是1090MHz Extended Squitter(1090ES)，信号长度120μs，前8μs为前导脉冲，后112μs为数据脉冲，数据采用脉位调制(PPM)，一帧信号传输112bits数据，其中24bits为校验位，广播频率小于6.2Hz，最大传输速率仅0.694k Bits/s。根据美国的NextGen计划和欧洲的空管一体化SESAR计划，未来的ADS-B不仅要广播飞机的4维位置(经度、纬度、高度和时间)、飞机识别码、速度等信息，还需要传输航向、气象信息和航行情报等数据，现行ADS-B的数据率不能满足要求，因此增加1090ES信号的信息传输容量，对ADS-B在民用航空监视、导航和通信中的应用有着十分重要的意义。

美国FAA等航空部门率先展开了前期的研究和论证工作，并提出了几种技术思路，国内尚未有公开报道的研究工作。主要的方法有：(1)增加信号的广播次数；(2)使用多频段传输；(3)对ADS-B信号做多重调制。但是，1090MHz频点被二次监视雷达SSR、空中防撞系统TCAS、交通信息服务广播TIS-B和军用敌我识别IFF等系统同时使用，增加信号广播次数将加剧1090MHz的频谱拥塞和同频干扰问题，影响飞行安全。多频段传输则会带来多种标准，适应民航全球互通的要求，飞机上可能装载多种系统，管理上也更加复杂化。第三种方法对1090ES信号的幅度、相位和脉冲宽度等参量进行多重调制，增加传输的信息量，且不需要增加信号广播次数，不占用其它的频段，也不影响现有的ADS-B系统的正常运行，是扩充ADS-B信号容量的首选方法。本发明就是在1090ES脉位调制的基础上，对高电平信号进行脉内调相，如图1所示，现有的ADS-B数据仍做PPM调制，而调相增加的数据用来传输其他信息，增加了单次广播信号的数据容量，且兼容原有的ADS-B数据链。采用相位调制需要解决以下关键问题：(1)信号的产生、调制和发送；(2)信号的接收、检测、解调和解码；(3)载波同步、相位同步和时间同步；(4)相位不连续导致的频谱扩展。其中同步问题尤为特殊，地面或者机载ADS-B接收机反复接收到多架机载ADS-B发射机广播的120μs信号，是多发单收的突发通信，不能使用常规的同步方法。

发明内容

本发明针对背景技术的关键问题提出一种用于ADS-B 1090ES信号扩容的方法，从而有效增加了ADS-B 1090ES信号的信息传输容量，该方法的信号处理过程包括：信号发射端对信号的采集、调制、发送，信号接收端对信号的接收、同步和解调解码。

其中信号发射端包括步骤：

步骤1：采集所需发射的数据信息并对其进行PPM调制，产生PPM调制波形；

步骤2：对PPM调制波形每一个高电平子脉冲进行相位调制，当PPM调制波形连续出现两个高电平时，将前一个高电平的后tμs和后一个脉冲的前tμs的载波进行相位变化的分段线性过渡，t≤0.5，得到发射波形；

信号接收端包括步骤：

步骤3：接收发射波形，经过射频端滤波放大和混频处理，提取出混频后的中频信号；

步骤4：对步骤3得到的中频信号进行A/D采样，得到中频采样序列；

步骤5：第一次载频同步：采用并行相关方法对中频采样序列的载波频率进行粗计算，得到载波频率

步骤6：控制NCO产生频率为的本振序列，然后与步骤4得到的中频信号序列进行混频，并经过低通滤波得到基带信号；

步骤7：第二次载频同步：采用并行相关方法计算基带信号的载频偏差，对应其进行校正，得到基带信号；

步骤8：对步骤7所得到的基带信号进行PPM解调，输出PPM信息；

步骤9：对步骤7所得到的基带信号采用误差前向反馈的相位判决方法进行相位解调，输出相位信息。

其中所述步骤2中对PPM调制波形每一个高电平子脉冲进行相位调制，当PPM调制波形连续出现两个高电平时，将前一个高电平的后0.2μs和后一个脉冲的前0.2μs的载波进行相位变化采用100个载波周期进行180度相位分段线性过渡，则每个脉冲周期需要采用线性过渡法进行1.8度的相位过渡。

其中所述步骤5的具体步骤为：将频段分为以f_I±35kHz、f_I±25kHz、f_I±15kHz、f_I±5kHz这8个频点为中心频率分为8个10kHz的频段，本地产生8个对应中心频率的12μs序列，该12μs的序列包括8μs的前导脉冲和4个数据脉冲，将接收信号前12μs序列与本地序列进行并行相关处理，以相关值最大判断信号载频所在的频段。

其中所述步骤7的具体步骤为：

步骤7-1：将步骤6得到的基带信号表示为x(n)，表示如式1；采用正交双通道处理，I、Q两路信号形式如式2、式3，g(n)包含了基带PPM信号的幅度包络，取值为0或1：

$x\left(n\right)=\mathrm{Ag}\left(n\right)\exp [j2\mathrm{\π\Δfn}+j\frac{2\mathrm{\π}}{M}(m-1)]+N\left(n\right)$ 式1

$x_i\left(n\right)=\mathrm{Ag}\left(n\right)\cos [2\mathrm{\π\Δfn}+\frac{2\mathrm{\π}}{M}(m-1)]+N_i\left(n\right)$ 式2

$x_q\left(n\right)=\mathrm{Ag}\left(n\right)\sin [2\mathrm{\π\Δfn}+\frac{2\mathrm{\π}}{M}(m-1)]+N_q\left(n\right)$ 式3

其中：A表示基带信号幅度值，M＝2、4、8表示分别表示采用BPSK、QPSK和8PSK调制，N(n)、N_i(n)、N_q(n)分别表示信号噪声；

步骤7-2：计算瞬时相位，θ(n)＝argtan(x_q(n)/x_i(n)),θ(n)∈(0,2π)；

步骤7-3：计算瞬时相位差：△θ＝mod(θ(n+1)-θ(n),2π),△θ∈(0,2π)；

步骤7-4：剔除异常点，计算4个前导子脉冲内的平均相位差

步骤7-5：计算载频偏差：τ＝1/f_s为采样时间间隔；

步骤7-6：频偏校正：y(n)是频偏估计和校正后的输出信号。

其中所述步骤9的具体步骤为：

步骤9-1：通过PPM信息的完成时间同步，确定扩容信号高电平子脉冲的位置，并将子脉冲中间时刻采样点确定为最佳判决点；

步骤9-2：计算最佳判决点的相位，如果是信号的前12μs，则更新0参考相位，否则将判决点相位与0参考相位的差值进行判决，输出判决解码信息；

步骤9-3：计算判决相位误差，即判决输出的理想8PSK相位与判决点相位的误差；

步骤9-4：判决相位误差通过环路滤波器，该滤波器是一个基带的低通滤波器，输出误差相位的估计值

步骤9-5：对下一次输入信号进行相位误差补偿，重复执行以上步骤直到完成112μs的信号解调。

本发明提出的基于相位调制ADS-B 1090ES信号扩容技术，充分利用了1090ES信号数据脉冲的相位参量，有效增加了信息的传输容量。扩容技术信号处理过程的优势在于：1)调制过程采用分段线性相位过渡方法解决相位突变导致的频谱扩展问题，有效改善了扩容后1090ES信号的带宽特性；2)载频同步过程采用前导脉冲和4位数据脉冲进行两次同步：第一次同步使用并行相关方法进行载频粗估计，第二次同步使用载频偏差估计和校正方法，保证了同步的快速和准确性，有效解决了ADS-B接收机特殊的多发单收同步问题；3)基带相位信息解调过程采用了一种基于误差前向反馈的相位判决方法，有效提高了相位判决准确性。

附图说明

图1为1090ES扩容信号波形图(PPM+MPSK)；

图2为1090ES扩容信号发射端处理流程图；

图3为调制相位不连续示意图；

图4为1090ES扩容信号接收端处理流程图；

图5为载频粗估计原理图；

图6为频偏估计及校正原理图；

图7为8PSK相位解调原理图。

具体实施方式

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

图2为本发明1090ES扩容信号调制处理流程图，PPM信息和相位信息分别经过编码后进行扩容信号调制并发送，扩容信号调制方法说明如下：标准的1090ES信号采用PPM调制，每一个比特为1μs，前0.5μs为高电平后0.5μs为低电平代表比特数据“1”，反之，前0.5μs为低电平后0.5μs为高电平代表比特数据“0”。扩容信号在标准1090ES信号的基础上对数据脉冲中每一个比特内0.5μs的高电平子脉冲进行相位调制，可以选择的调制方式有：BPSK、QPSK、MPSK和DPSK等，调制方式的不同所增加的信息量不相同，本发明采用8PSK调制方式。

前导脉冲和4个数据脉冲调制为0参考相位，目的是用于接收信号的频率同步和相位同步。数据脉冲相位与0参考相位差包含3比特的信息，采用格雷编码方式，映射关系如表1。

如图3，无干扰情况下数据位每1μs内出现一个0.5μs宽度的脉冲，当前一个比特数据为“0”和后一个比特为“1”时，将产生的一个1μs的“宽”脉冲，此时相位调制可能造成信号相位的突变(8PSK调制最差情况是相位突变180度)，这将增加发射信号的频谱带宽(ICAO标准规定的接收机3dB带宽是4MHz)。解决方法是：使用前一个脉冲的后半段0.2μs和后一个脉冲的前半段0.2μs之间的载波进行相位变化的分段线性过渡，如采用100个载波周期进行180度相位过渡，则每个脉冲周期需要采用线性过渡法进行1.8度的相位过渡，该方法很大程度上改善了信号的带宽性能。

ICAO规定的1090ES信号的发射载频偏差为±1MHz，地面或机载ADS-B接收机反复接收到多架机载ADS-B发射机广播的1090ES信号，是一种多发单收的突发通信机制，要求接收端载频同步必须快速并准确，使用一般的同步方式很难达到同步性能要求。本发明将1090ES扩容信号的发射载频偏差控制在±40kHz范围内。

图4为本发明的1090ES扩容信号接收、同步和解调处理流程图，包括以下步骤：(1)接收1090ES扩容信号经过射频端滤波放大和混频处理，混频后的中频信号频率是f_I；(2)经过A/D采样，输出中频采样序列；(3)第一次载频同步：基于并行相关方法的载波频率粗估计，得到估计频率(4)控制NCO产生频率为的本振序列与中频信号序列混频，并经过低通滤波得到基带信号；(5)第二次载频同步：载频偏差估计及校正，估计第一次同步后的载频偏差并进行补偿校正；(6)基带PPM信号解调，输出PPM信息；(7)基带8PSK信号解调：基于误差前向反馈的相位判决方法，输出相位信息。

图5为本发明的步骤(3)的原理图，所述的步骤(3)进行了第一次载频同步，采用了一种并行相关方法进行载频粗估计。扩容信号的发射频率为1090MHz±40kHz，中频信号的频率是f_I±40kHz，对中频信号先进行载频粗估计：将频段分为以f_I±35kHz、f_I±25kHz、f_I±15kHz、f_I±5kHz为中心频率的8个10kHz频段，本地产生8个对应中心频率的12μs序列(8μs的前导脉冲+4μs数据脉冲)，将接收信号前12μs序列与本地序列进行并行相关处理，以相关值最大判断信号载频所在的频段。本发明采用并行相关方法实现载频的快速估计，第一次载频同步处理后将信号载频偏差控制在±5kHz范围内。

步骤(4)控制NCO产生频率为的本振序列与中频信号序列混频，输出基带信号流进入缓存区进行基带信号解调。

图6为本发明步骤(5)的原理图，所述的步骤(5)进行了第二次载频同步，采用了频偏估计和校正方法，包括：

(5.1)第一次载频同步后得到基带信号的剩余频偏为△f(±5kHz范围内)，经过低通滤波后的信号x(n)表示如式1，采用正交双通道处理，I、Q两路信号形式如式2、式3，g(n)包含了基带PPM信号的幅度包络，取值为0或1。

$x\left(n\right)=\mathrm{Ag}\left(n\right)\exp [j2\mathrm{\π\Δfn}+j\frac{2\mathrm{\π}}{M}(m-1)]+N\left(n\right)$ 式1

$x_i\left(n\right)=\mathrm{Ag}\left(n\right)\cos [2\mathrm{\π\Δfn}+\frac{2\mathrm{\π}}{M}(m-1)]+N_i\left(n\right)$ 式2

$x_q\left(n\right)=\mathrm{Ag}\left(n\right)\sin [2\mathrm{\π\Δfn}+\frac{2\mathrm{\π}}{M}(m-1)]+N_q\left(n\right)$ 式3

其中：A表示基带信号幅度值，M＝2、4、8表示分别表示采用BPSK、QPSK和8PSK调制，N(n)、N_i(n)、N_q(n)分别表示信号噪声；

(5.2)计算瞬时相位，θ(n)＝argtan(x_q(n)/x_i(n)),θ(n)∈(0,2π)；

(5.3)计算瞬时相位差：△θ＝mod(θ(n+1)-θ(n),2π),△θ∈(0,2π)；

(5.4)剔除异常点，计算4个前导子脉冲内的平均相位差

(5.5)计算载频偏差：τ＝1/f_s为采样时间间隔；

(5.6)频偏校正：y(n)是频偏估计和校正后的输出信号。

步骤(6)基带PPM信号解调方法使用现成的技术，包括步骤：(5.1)前导脉冲检测，输出参考功率；(5.2)数据位和置信度拾取；(5.3)数据位校验和纠错，解调输出。

图7是本发明步骤(7)的原理图，基于误差前向反馈的相位判决用于8PSK信号解调，所述的步骤(7)包括：

(7.1)通过解调的PPM信息确定扩容信号高电平子脉冲的位置，完成时间同步，并将子脉冲中间时刻采样点确定为最佳判决点；

(7.2)计算最佳判决点的相位，如果是信号的前12μs的参考脉冲，则更新0参考相位，否则将判决点相位与0参考相位的差值进行8PSK判决，输出判决解码信息；

(7.3)计算判决相位误差，即判决输出的理想8PSK相位与判决点相位的误差；

(7.4)将(7.3)输出的判决相位误差通过环路滤波器，该滤波器是一个基带的低通滤波器，输出误差相位的估计值

(7.5)对下一次输入信号进行相位误差补偿，重复执行以上步骤直到完成112μs的信号解调。

本发明在1090ES信号PPM调制的基础上，对高电平子脉冲增加相位调制，广播频率假定为6.2Hz，如使用QPSK调制方式，每个数据位携带2Bits的相位信息，则每一帧信号增加了224Bits信息，每秒总共传输的信息为1.388k Bits；如使用8PSK调制方式，每个数据位携带3Bits的相位信息，则每一帧信号增加了336Bits信息，每秒总共传输的信息为2.083k Bits。由此可见，采用基于相位调制的扩容方法，在不增加信号广播次数的前提下，可以扩大ADS-B1090ES信号的信息传输容量。

表1 8-PSK调制相位格雷编码

Claims (5)

1.一种基于相位调制的1090ES信号扩容方法，该方法信号处理过程包括：信号发射端对信号的采集、调制、发送，信号接收端对信号的接收、同步、解调；

其中信号发射端包括步骤：

步骤1：采集所需发射的数据信息并对其进行PPM调制，产生PPM调制波形；

步骤2：对PPM调制波形每一个高电平子脉冲进行相位调制，当PPM调制波形连续出现两个高电平时，将前一个高电平的后tμs和后一个脉冲的前tμs的载波进行相位变化的分段线性过渡，t≤0.5，得到发射波形；

信号接收端包括步骤：

步骤3：接收发射波形，经过射频端滤波放大和混频处理，提取出混频后的中频信号；

步骤4：对步骤3得到的中频信号进行A/D采样，得到中频采样序列；

步骤5：第一次载频同步：采用并行相关方法对中频采样序列的载波频率进行粗计算，得到载波频率

步骤6：控制NCO产生频率为的本振序列，然后与步骤4得到的中频信号序列进行混频，并经过低通滤波得到基带信号；

步骤7：第二次载频同步：采用并行相关方法计算基带信号的载频偏差，对应其进行校正，得到基带信号；

步骤8：对步骤7所得到的基带信号进行PPM解调，输出PPM信息；

步骤9：对步骤7所得到的基带信号采用误差前向反馈的相位判决方法进行相位解调，输出相位信息。

2.如权利要求1所述的一种基于相位调制的1090ES信号扩容方法，其特征在于所述步骤2中对PPM调制波形每一个高电平子脉冲进行相位调制，当PPM调制波形连续出现两个高电平时，将前一个高电平的后0.2μs和后一个脉冲的前0.2μs的载波进行相位变化采用100个载波周期进行180度相位分段线性过渡，则每个脉冲周期需要采用线性过渡法进行1.8度的相位过渡。

3.如权利要求1所述的一种基于相位调制的1090ES信号扩容方法，其特征在于所述步骤5的具体步骤为：将频段分为以f_I±35kHz、f_I±25kHz、f_I±15kHz、f_I±5kHz这8个频点为中心频率分为8个10kHz的频段，本地产生8个对应中心频率的12μs序列，该12μs的序列包括8μs的前导脉冲和4个数据脉冲，将接收信号前12μs序列与本地序列进行并行相关处理，以相关值最大判断信号载频所在的频段。

4.如权利要求1所述的一种基于相位调制的1090ES信号扩容方法，其特征在于所述步骤7的具体步骤为：

步骤7-1：将步骤6得到的基带信号表示为x(n)，表示如式1；采用正交双通道处理，I、Q两路信号形式如式2、式3，g(n)包含了基带PPM信号的幅度包络，取值为0或1：

$x\left(n\right)=\mathrm{Ag}\left(n\right)\exp [j2\mathrm{\π\Δfn}+j\frac{2\mathrm{\π}}{M}(m-1)]+N\left(n\right)$   式1

$x_i\left(n\right)=\mathrm{Ag}\left(n\right)\cos [2\mathrm{\π\Δfn}+\frac{2\mathrm{\π}}{M}(m-1)]+N_i\left(n\right)$   式2

$x_q\left(n\right)=\mathrm{Ag}\left(n\right)\sin [2\mathrm{\π\Δfn}+\frac{2\mathrm{\π}}{M}(m-1)]+N_q\left(n\right)$   式3

其中：A表示基带信号幅度值，M＝2、4、8表示分别表示采用BPSK、QPSK和8PSK调制，N(n)、N_i(n)、N_q(n)分别表示信号噪声；

步骤7-2：计算瞬时相位，θ(n)＝arg tan(x_q(n)/x_i(n)),θ(n)∈(0,2π)；

步骤7-3：计算瞬时相位差：△θ＝mod(θ(n+1)-θ(n),2π),△θ∈(0,2π)；

步骤7-4：剔除异常点，计算4个前导子脉冲内的平均相位差

步骤7-5：计算载频偏差：τ＝1/f_s为采样时间间隔；

步骤7-6：频偏校正：y(n)是频偏估计和校正后的输出信号。

5.如权利要求1所述的一种基于相位调制的1090ES信号扩容方法，其特征在于所述步骤9的具体步骤为：

步骤9-1：通过PPM信息的完成时间同步，确定扩容信号高电平子脉冲的位置，并将子脉冲中间时刻采样点确定为最佳判决点；

步骤9-2：计算最佳判决点的相位，如果是信号的前12μs，则更新0参考相位，否则将判决点相位与0参考相位的差值进行判决，输出判决解码信息；

步骤9-3：计算判决相位误差，即判决输出的理想8PSK相位与判决点相位的误差；

步骤9-4：判决相位误差通过环路滤波器，该滤波器是一个基带的低通滤波器，输出误差相位的估计值

步骤9-5：对下一次输入信号进行相位误差补偿，重复执行以上步骤直到完成112μs的信号解调。