CN104539289A - 一种原子频标频率短期稳定度的评估方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种原子频标频率短期稳定度的评估方法和装置，属于原子频标领域。所述方法包括：获取原子频标的吸收曲线和鉴频曲线；根据鉴频曲线，确定原子频标的鉴频斜率；根据吸收曲线和鉴频曲线以及预设的调制深度，确定原子频标的信噪比；获取原子频标的弛豫时间；根据鉴频斜率、信噪比、弛豫时间和设定的增益进行原子频标频率的短期稳定度评估。本发明通过对原子频标频率短期的稳定度进行评估，可以有效减少由于原子频标频率的短期不稳定性带来的损失。

Description

一种原子频标频率短期稳定度的评估方法和装置

技术领域

本发明涉及原子频标领域，特别涉及一种原子频标频率短期稳定度的评估方法和装置。

背景技术

原子钟(即原子频标)的短期稳定性决定了一台原子钟的精确度，该精确度对于导弹制导、脉冲性能评估等场合非常有用。以导弹制导为例，因为整个制导过程要在短时间内完成，而原子钟短期稳定度不准确的话，就会造成导弹制导结果相对目标位置产生较大的误差，导致导弹制导精确度低。因此，有必要对原子钟的短期稳定度进行较为准确的评估。

研究结果表明，在实际的原子频标应用中，由于外界工作环境条件的影响、以及原子频标内部组成部件不稳定，可能会使纠偏电压出现大的波动，进而影响原子频标整机系统的短期稳定度指标。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术至少存在以下问题：

由于现有技术中缺少对原子频标频率短期稳定度进行评估的方法，在实际应用中，很难及时发现原子频标频率出现了短期不稳定的问题，进而给实际应用带来不必要的损失。

发明内容

为了解决现有技术中缺少对原子频标频率短期稳定度进行评估的问题，本发明实施例提供了一种原子频标频率短期稳定度的评估方法和装置。所述技术方案如下：

一方面，本发明实施例提供了一种原子频标频率短期稳定度的评估方法，所述方法包括：

获取所述原子频标的吸收曲线和鉴频曲线；

根据所述鉴频曲线，确定所述原子频标的鉴频斜率；

根据所述吸收曲线和所述鉴频曲线以及预设的调制深度，确定所述原子频 标的信噪比；

获取所述原子频标的弛豫时间；

根据所述鉴频斜率、所述信噪比、所述弛豫时间和设定的增益进行原子频标频率的短期稳定度评估。

进一步地，所述根据所述鉴频斜率、所述信噪比、所述弛豫时间和所述设定的增益进行原子频标频率的短期稳定度评估，采用如下公式：

${\mathrm{\σ}}_y\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{K/N}{Q(S/N)}\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\τ}}},$

其中，σ_y(τ)为所述原子频标频率的短期稳定度，Q(S/N)为所述信噪比，K为所述鉴频斜率，N为所述增益，τ为所述弛豫时间。

进一步地，所述根据所述鉴频曲线，确定所述原子频标的鉴频斜率，包括：

确定所述鉴频曲线中的最大值和最小值，以及所述最大值和所述最小值之间的中心值和与所述中心值对应的中心值点；

以所述中心值点为原点，采用最小二乘法进行曲线拟合，得到拟合曲线；

根据所述拟合曲线的斜率，确定所述鉴频斜率。

进一步地，所述原子频标包括量子系统、处理器、伺服环路和环形振荡器，所述环形振荡器用于将所述伺服环路的输出信号反相后输出，所述量子系统、所述处理器、所述伺服环路和所述环形振荡器形成振荡环路，所述获取所述原子频标的弛豫时间，包括：

获取所述环形振荡器和振荡环路各自的周期；

根据所述环形振荡器的周期和所述振动环路的周期，确定所述原子频标的环路响应时间；

根据所述环路响应时间，确定所述弛豫时间。

进一步地，所述确定所述原子频标的信噪比，采用如下公式：

$Q(S/N)={\left(\frac{S}{N}\right)}^2=\frac{{i_0}^2/2}{2e{I}_0}=\frac{3^3{\mathrm{\α}}^2{\mathrm{\ϵ}}^2{I}_0}{2^6\mathrm{e\Δ}{f}^2},$

其中，i₀为光检电流值，ε为所述预设的调制深度的二分之一、α为吸收因子、Δf为线宽、e为电荷、I₀为所述吸收曲线中的最大值。

可选地，所述增益的取值范围为10-30。

另一方面，本发明实施例提供了一种原子频标频率短期稳定度的评估装置，所述装置包括：

曲线获取模块，用于获取所述原子频标的吸收曲线和鉴频曲线；

第一确定模块，用于根据所述鉴频曲线，确定所述原子频标的鉴频斜率；

第二确定模块，用于根据所述吸收曲线和所述鉴频曲线以及预设的调制深度，确定所述原子频标的信噪比；

获取模块，用于获取所述原子频标的弛豫时间；

评估模块，用于根据所述鉴频斜率、所述信噪比、所述弛豫时间和设定的增益进行原子频标频率的短期稳定度评估。

进一步地，所述评估模块进行评估时，采用如下公式：

${\mathrm{\σ}}_y\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{K/N}{Q(S/N)}\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\τ}}},$

其中，σ_y(τ)为所述原子频标频率的短期稳定度，Q(S/N)为所述信噪比，K为所述鉴频斜率，N为所述增益，τ为所述弛豫时间。

进一步地，所述第一确定模块，包括：

第一确定单元，用于确定所述鉴频曲线中的最大值和最小值，以及所述最大值和所述最小值之间的中心值和与所述中心值对应的中心值点；

拟合单元，用于以所述中心值点为原点，采用最小二乘法进行曲线拟合，得到拟合曲线；

第二确定单元，用于根据所述拟合曲线的斜率，确定所述鉴频斜率。

进一步地，述原子频标包括量子系统、处理器、伺服环路和环形振荡器，所述环形振荡器用于将所述伺服环路的输出信号反相后输出，所述量子系统、所述处理器、所述伺服环路和所述环形振荡器形成振荡环路，所述获取模块，包括：

获取单元，用于获取所述原子频标中的环形振荡器和振荡环路各自的周期；

第一确定单元，用于根据所述环形振荡器的周期和所述振动环路的周期，确定所述原子频标的环路响应时间；

第二确定单元，用于根据所述环路响应时间，确定所述弛豫时间。

可选地，所述增益的取值范围为10-30。

本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：

通过采集原子频标的吸收曲线和鉴频曲线后，得到其鉴频斜率、信噪比，并获取原子频标的弛豫时间和增益后，对原子频标频率短期的稳定度进行评估，可以有效减少由于原子频标频率的短期不稳定性带来的损失。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例提供的原子频标的结构示意图；

图2是本发明实施例一提供的一种原子频标频率短期稳定度的评估方法的流程图；

图3是本发明实施例二提供的一种原子频标频率短期稳定度的评估方法的流程图；

图4是本发明实施例二提供的吸收曲线和鉴频曲线的示意图；

图5是本发明实施例三提供的一种原子频标频率短期稳定度的评估装置的结构示意图；

图6是本发明实施例四提供的一种原子频标频率短期稳定度的评估装置的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

为了便于理解本发明实施例，首先结合图1对本发明中涉及的原子频标系统作简要的介绍：

参见图1，原子频标系统包括：量子系统21、伺服环路22、处理器23、VCXO(Voltage Controlled X'tal(crystal)Oscillator，压控晶体振荡器)24、信号处理电路25、环形振荡器26和D/A(Digital to Analog，模数)转换器28，处理器23输出的调制信号和VCXO 24的输出信号同时经过信号处理电路25后得到微波探询信号，微波探询信号经过量子系统21后生成量子鉴频信号，伺服环路22 产生的同步信号和量子鉴频信号进行鉴相得到同步鉴相信号。

其中，量子系统21至少包括腔泡系统211、光源212和高速开关(Shutter)213。当高速开关213的状态为“开”时，光源211激励的光通过高速开关213后直接进行腔泡系统211中，在传统原子频标原理的作用下，完成量子系统21的量子鉴频得到量子鉴频信号。

具体地，伺服环路22中设有相敏放大器221、选频放大器222和积分器223，相敏放大器221用于将同步鉴相信号转换为电压控制信号。选频放大器222用于将量子系统21的输出信号进行选频和放大后输出给相敏放大器221，相敏放大器221用于将选频和放大后的输出信号转换为交流信号后，输出给积分器223，积分器223用于将相敏放大器221输出的交流分量过滤后，输出电压控制信号。

信号处理电路25可以包括数字频率合成器251、调相倍频器252和微波倍、混频器253，该数字频率合成器251与处理器23连接，调相倍频器252的输入端分别与数字频率合成器252和VCXO 24的输出端连接，微波倍、混频器253的输入端与调相倍频器252的输出端连接，处理器23发送键控调频信号，控制数字频率合成器251以该键控调频信号的周期为周期交替输出调制信号，该调制信号与VCXO 24的输出信号倍频和混频后生产微波探询信号。

作为一种举例，数字频率合成器251可以为DDS(Direct Digital Synthesizer，直接数字式频率合成器)芯片，例如AD9852。具体地，可以将DDS的外部时钟引脚MCLK端与处理器23的外部时钟引脚XTAL端连接，以使DDS的IOUT引脚输出端频率信号的稳定度与外部时钟源一致。对于内部没有PLL倍频环节的DDS芯片，通常MCLK端输入时钟源的频率应高于IOUT端输出信号频率的4倍，例如IOUT引脚输出信号频率为5.3125MHz或5.3123MHz，那么MCLK时钟端的信号频率应该大于20MHz，以期望得到更好的相位噪声，通过外部滤波电路后，可得到比较纯净的信号谱。DDS的引脚FSELECT端为键控调频信号输入端，与处理器23连接。在DDS芯片内部有两个频率控制寄存器，通过编程的方式可以将预先设置好的频率值F0、F1保存在寄存器中，当FSELECT端有方波信号输入时，DDS的IOUT端将会随之分别从频率控制寄存器中读出F1或F0的值作为输出，并且会保障频率信号在切换时相位无变化。

在实际应用中，当处理器23的键控调频信号选为79Hz(即5倍的弛豫时间)时，可以设置F0＝5.3125MHz，F1＝5.3123MHz。

环形振荡器26用于将伺服环路22的输出信号反相后输出给处理器23，用于处理器23控制高速开关213的状态。具体地，环形振荡器26可以由奇数个非门构成，且非门的个数至少为3个。

量子系统21、伺服环路22、处理器23和环形振荡器26形成振荡环路30。

数模转换器28用于将电压控制信号转换为模拟信号后，输出给VCXO 24。

实施例一

本发明实施例提供了一种原子频标频率短期稳定度的评估方法，参见图2，该方法包括：

步骤201：获取原子频标的吸收曲线和鉴频曲线。

步骤202：根据鉴频曲线，确定原子频标的鉴频斜率。

步骤203：根据吸收曲线和鉴频曲线以及预设的调制深度，确定原子频标的信噪比。

步骤204：获取原子频标的弛豫时间。

步骤205：根据鉴频斜率、信噪比、弛豫时间和设定的增益进行原子频标频率的短期稳定度评估。

本发明实施例通过采集原子频标的吸收曲线和鉴频曲线后，得到其鉴频斜率、信噪比，并获取原子频标的弛豫时间和增益后，对原子频标频率短期的稳定度进行评估，可以有效减少由于原子频标频率的短期不稳定性带来的损失。

实施例二

本发明实施例提供了一种原子频标频率短期稳定度的评估方法，参见图3，该方法包括：

步骤301：获取原子频标的吸收曲线。

其中，采集原子频标的吸收曲线的过程如下：结合图1，处理器23不输出调制信号，信号处理电路25将输出未经调制的微波探询信号。该未经调制的微波探询信号在量子系统21的作用下产生量子鉴频信号。该量子鉴频信号经过伺服环路22后产生电压控制信号，根据现有原子钟探测技术，在原子的线宽范围内进行扫频，通过A/D采样获取该量子鉴频信号与扫频所用电压的对应关系即可获得原子频标的吸收曲线。

具体地，未经调制的微波探询信号可以采用下列方式产生：通过处理器对D/A转换器28进行步进控制，使输出其变化的直流电平作用于VCXO 24，从而引起因VCXO 24的输出信号变化，进而使信号处理电路25中的AD9852芯片外部时钟发生改变，即让两个AD9852芯片中频率寄存器中的频率值相等，即F0＝F1(例如均为5.3125MHz，但它们并不是保持不变的)，AD9852芯片输出单频信号，该单频信号和VCXO 24的输出信号经过调相倍频器252和微波倍、混频器253后，输出未经调制的微波探询信号。

步骤302：获取原子频标的鉴频曲线。

具体地，处理器23输出的调制信号和VCXO 24的输出信号同时经过信号处理电路25后得到调制后的微波探询信号，该调制后的微波探询信号经过量子系统21后生成量子鉴频信号。该量子鉴频信号伺服环路22进行增益控制后，输出电压控制信号。根据现有原子钟探测技术，在原子的线宽范围内进行扫频，通过采样获取该量子鉴频信号与此时扫频所用电压的对应关系曲线，即可获得原子频标的鉴频曲线。

在另一种实现方式中，该鉴频曲线(即微商曲线)还可以将吸收曲线进行增益控制和微商计算后得到。

步骤303：根据吸收曲线和鉴频曲线以及预设的调制深度，确定原子频标的信噪比。

在本实施例中，确定原子频标的信噪比，采用如下公式：

$Q(S/N)={\left(\frac{S}{N}\right)}^2=\frac{{i_0}^2/2}{2e{I}_0}=\frac{3^3{\mathrm{\α}}^2{\mathrm{\ϵ}}^2{I}_0}{2^6\mathrm{e\Δ}{f}^2}---\left(1\right)$

其中，Q(S/N)为信噪比，i₀为光检电流值，ε为预设的调制深度的二分之一、α为吸收因子、Δf为线宽、e为电荷、I₀为吸收曲线中的最大值。

具体地，吸收因子α根据以下公式计算：

$\mathrm{\α}=\frac{\mathrm{\ΔI}}{I_0}---\left(2\right)$

其中，I₀为吸收曲线中的最大值，ΔI为I₀与吸收曲线中的最小值之间的差值(可参见图4中(a)曲线)。

在本实施例中，可以根据吸收曲线和鉴频曲线，确定原子的线宽。具体地， 线宽根据以下公式计算：

$\mathrm{\Δf}=\sqrt{3}{\mathrm{\δ}}_f---\left(3\right)$

图4中的(a)曲线中横坐标标识的是频率f的变化值，实际上它记录着图1中D/A转换器28改变电压控制信号的过程。因为在扫频前已经将D/A转换器28与VCXO 24的输出频率的关系，记录在处理器23中，并认为由D/A转换器28输出的电压改变，导致的频率变化在量子系统21的线宽范围内且VCXO 24的频率输出是线性的，故在此可以直接从纵坐标轴上的具体电压值，对应VCXO 24相应的频率，这个频率可以间接转化为量子系21中原子共振的频率值。由于图4中的(b)曲线是对通过微商处理后得到的，则图4中的(b)曲线中的两个峰值点A点与B点，将对应着图4(a)中的a、b点，故A点与B点之间的频率间隔δ_f即为a点与b点之间的频率间隔f2-f1，是可以知道的，那么线宽的计算为 $\mathrm{\Δf}=\sqrt{3}{\mathrm{\δ}}_f=(f_2-f_1)\×\sqrt{3}.$

需要说明是，图4中的(a)曲线中的横坐标点完全是受处理器23控制D/A转换器28的输出电压导致的VCXO 24的频率变化，而间接转换而来，所以(a)曲线中的纵坐标中的任何点(包括a、b点)都被处理器23记录着。

在本实施例中，2ε反映的调制深度，它是一个实际参数设定值，取值范围必须小于原子的线宽值。在扫频时ε＝0，而在实际的闭环工作中(如上述振荡环路30)，取2ε＝F0-F1＝200Hz，其中，F0＝5.3125MHz、F1＝5.3123MHz。

步骤304：根据鉴频曲线，确定原子频标的鉴频斜率。

在本实施例中，根据鉴频曲线，确定原子频标的鉴频斜率，可以包括：

确定鉴频曲线中的最大值和最小值，以及最大值和所述最小值之间的中心值和与中心值对应的中心值点；

以中心值点为原点，采用最小二乘法进行曲线拟合，得到拟合曲线；

根据拟合曲线的斜率，确定鉴频斜率。

具体地，处理器23可以通过对图4中的(b)曲线的纵轴(即Y轴)数据进行比较，得出鉴频曲线中纵轴(即X轴)坐标的最大值V_H(即B点)及最小值V_L(即A点)，并记录此时刻相应的横轴频率坐标f_H及f_L，它们是一一对应的关系。在V_L至V_H范围内，通过软件的判断方法选择一个中心值以及该中心值对应的中心值点(例如：在V_L至V_H范围内，将对应的横轴等分为100个点，选择中间的点50，其在纵轴上的对应值即为中心值，该中间的点50和中心值组 成的点即为中心值点)，将此中心值点的位置定为原点(0、0)，依此点分别向X轴左、右边各取相同的点(例如取20个点)，对这41个点的数据采用最小二乘法进行拟合，得到拟合曲线如下：

V＝a+Kx+j         (4)

其中，K即为所要求的鉴频斜率，a是未知常数，j是随机误差，它表示许多没有考虑的因素的综合影响。在实际应用中，j的值相对a的值较小，如a＝10j，可以认为j的期望值Ej＝0，故可以忽略此项。

对拟合曲线上的每一个点(xi，Vi)，根据应满足：

V_i＝a+Kx_i+j  (i＝1，2，…，n)      (5) 

设分别是所需求的未知常数a和K的估计值，则总希望每个点(xi，Vi)与拟合曲线V＝a+Kx之间的偏差尽可能的小。在x＝xi处，(xi，Vi)与拟合曲线V＝a+Kx之间的偏差为：

ΔV_i＝V_i-(a+Kx_i)  (i＝1，2，…，n)     (6) 

这里有n个点的偏差值，应该综合考虑。显然不能用代数和来表示，因为偏差有正有负，它们的代数和会出现正负相抵消而不能代表真正的总偏差。若取绝对值后再求和，显然可以避免这一缺点，但却不便于作数学运算，所以采用偏差平方和来表示总偏差表示如下：

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\mathrm{\Δ}{V}_i\right)}^2=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{(V_i-a-K{x}_i)}^2---\left(7\right)$

取公式(7)中使达到极小值时，a和K的值作为各自的估计值。由于是a，K的非负二次函数，这种极小值一定存在。由微积分知道，使达到极小的a，K应满足下列议程组：

$\begin{array}{c}\frac{\∂\widehat{\mathrm{\θ}}}{\∂a}=-2\underset{i-1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}[V_i-(a+K{x}_i)]=0\\ \frac{\∂\widehat{\mathrm{\θ}}}{\∂b}=2\underset{i-1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}[V_i-(a+K{x}_i)]x_i=0\end{array}---\left(8\right)$

整理后，得到

$\begin{array}{c}n\∂+\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{i}K=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_i\\ \underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{i}a+\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{x_i}^{2}K=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i{V}_i\end{array}---\left(9\right)$

若记

$\begin{array}{cc}\stackrel{\‾}{x}=\frac{1}{n}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i& \stackrel{\‾}{V}=\frac{1}{n}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{V}_i\end{array}---\left(10\right)$

则，可以得到

$\hat{K}=\frac{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}(x_i-\stackrel{\‾}{x})(V_i-\stackrel{\‾}{V})}{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{(x_i-\stackrel{\‾}{x})}^2}---\left(11\right)$

$\hat{a}=\stackrel{\‾}{V}-\hat{K}\stackrel{\‾}{x}---\left(12\right)$

这里求得的即为鉴频斜率值K。

步骤305：获取原子频标的弛豫时间和增益。

在本实施例中，获取原子频标的弛豫时间，可以包括：

获取原子频标中的环形振荡器和振荡环路各自的周期；

根据环形振荡器的周期和振动环路的周期，确定原子频标的环路响应时间；

根据环路响应时间，确定弛豫时间。

具体地，根据环路响应时间，确定弛豫时间的过程如下：

假设某时刻，高速开关213的状态为“开”，光源211激励的光通过高速开关213后直接进行腔泡系统211中，在传统原子钟原理的作用下，完成量子系统21的量子鉴频得到量子鉴频信号，该量子鉴频信号通过伺服环路22后得到输出信号(即电压控制信号)一方面经移相器27和D/A转换器28后作用于VCXO 24，同时，处理器21还会控制生成调制信号，另一方面反馈到环形振荡器26中，由于量子系统21完成了量子鉴频，所以输出到环形振荡器26的信号为高电平“1”，该高电平“1”经过环形振荡器26的奇数个非门后变为低电平“0”，该低电平“0”经过处理器23后作用到高速开关213，使其状态变为“关”，此时量子系统21不能完成量子鉴频，伺服环路22的输出信号为低电平“0”，该低电平“0”经过环形振荡器26后变化为高电平“1”可以再次使高速开关的状态变为“开”，至此，完成了振荡环路的一个周期。在实际应用中，可以由处理器23检测连续两次高速开关的状态为“开”或者“关”的时间差值，以获得 振荡环路的周期。

假设振荡环路30的周期为T1，环形振荡器26中的每个非门的平均延迟时间t，非门的个数为N，根据环形振荡器的基本特性可知，环形振荡器26的周期为2Nt，则根据环形振荡器26的周期和振荡环路30的周期，确定的环路响应时间的公式如下：

Δt＝(T1-2Nt)/2           (13) 

其中，Δt为原子频标的环路响应时间。

由以上求解过程可以得知，环路响应时间由量子系统21(也叫物理系统)的响应时间(即弛豫时间)和外围电路(例如伺服环路22、处理器23等)的响应时间共同决定。但是在实际应用中，由于电路的响应时间非常快(通常达到了10ns级以上)，所以电路的响应时间基本上可以忽略不计，即环路响应时间由弛豫时间决定，因此，在本发明中，认为弛豫时间τ约等于环路响应时间Δt。

其中，假设调制信号为：S＝Asin(2πft)，其中，A为振幅是常数。

则，光检基波输出为：

其中，等于0或180度，是调相倍频器252引入的相移，AB是常数。

经过选频放大之后，信号表达式为：其中，是选频放大器222的相移，Ka为选频放大增益。

因为相敏检波的数学表达是乘法器，经过相敏放大器221之后，信号为：

其中，Kp为相敏放大增益。

经过积分器223的滤波作用，相敏放大器221输出信号中的交流分量将被滤掉，最后输出的电压信号为：

上述调相倍频器252、选频放大器222、相敏放大器221、滤波器(即积分器)223等都有可能引起的变化，进而引起原子钟系统的增益变化，从而产生频率漂移，为了使原子钟正常工作并具有最大的增益，必须在系统中加入移相器27以抵消额外相移

增益包括了相敏放大器221、选频放大器222引入的增益，可以直接在图1中相敏放大器221、选频放大器222中进行设置，其通常取值范围为10-30。

需要说明的是，步骤303-305的执行没有先后顺序。

步骤306：根据鉴频斜率、信噪比、弛豫时间和增益进行原子频标频率的短期稳定度评估。

在本实施例中，根据鉴频斜率、信噪比、弛豫时间和增益进行原子频标频率的短期稳定度评估，可以采用如下公式：

${\mathrm{\σ}}_y\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{K/N}{Q(S/N)}\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\τ}}},$

其中，σ_y(τ)为原子频标频率的短期稳定度，Q(S/N)为信噪比，K为鉴频斜率，N为增益，τ为弛豫时间。

需要说明的是，原子频标频率的短期稳定度σ_y(τ)，理论上其值越小越好。但在实际的应用中，一般1E-13至1E-11时，就认为短期稳定性基本可以满足应用要求。

本发明实施例通过采集原子频标的吸收曲线和鉴频曲线后，得到其鉴频斜率、信噪比，并获取原子频标的弛豫时间和增益后，对原子频标频率短期的稳定度进行评估，可以有效减少由于原子频标频率的短期不稳定性带来的损失。

实施例三

本发明实施例提供了一种原子频标频率短期稳定度的评估装置，参见图5，该装置包括：曲线获取模块51、第一确定模块52、第二确定模块53、获取模块54和评估模块55。

曲线获取模块51用于获取原子频标的吸收曲线和鉴频曲线；

第一确定模块52用于根据鉴频曲线，确定原子频标的鉴频斜率；

第二确定模块53用于根据吸收曲线和鉴频曲线以及预设的调制深度，确定原子频标的信噪比；

获取模块54用于获取原子频标的弛豫时间；

评估模块55用于根据鉴频斜率、信噪比、弛豫时间和设定的增益进行原子频标频率的短期稳定度评估。

本发明实施例通过采集原子频标的吸收曲线和鉴频曲线后，得到其鉴频斜率、信噪比，并获取原子频标的弛豫时间和增益后，对原子频标频率短期的稳定度进行评估，可以有效减少由于原子频标频率的短期不稳定性带来的损失。

实施例四

本发明实施例提供了一种原子频标频率短期稳定度的评估装置，参见图6，该装置包括：曲线获取模块61、第一确定模块62、第二确定模块63、获取模块64和评估模块65。

曲线获取模块61用于获取原子频标的吸收曲线和鉴频曲线；

第一确定模块62用于根据鉴频曲线，确定原子频标的鉴频斜率；

第二确定模块63用于根据吸收曲线和鉴频曲线以及预设的调制深度，确定原子频标的信噪比；

获取模块64用于获取原子频标的弛豫时间和增益；

评估模块65用于根据鉴频斜率、信噪比、弛豫时间和增益进行原子频标频率的短期稳定度评估。

其中，评估模块65进行评估时，可以采用如下公式：

${\mathrm{\σ}}_y\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{K/N}{Q(S/N)}\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\τ}}},$

其中，σ_y(τ)为原子频标频率的短期稳定度，Q(S/N)为信噪比，K为鉴频斜率，N为增益，τ为弛豫时间。增益N的取值范围可以为10-30。

需要说明的是，鉴频斜率K的确定与前述步骤303相同，信噪比Q(S/N)的确定与前述步骤304相同，这里不再赘述。

第一确定模块62，可以包括：

第一确定单元621用于确定鉴频曲线中的最大值和最小值，以及最大值和最小值之间的中心值和与中心值对应的中心值点；

拟合单元622用于以中心值点为原点，采用最小二乘法进行曲线拟合，得到拟合曲线；

第二确定单元623用于根据拟合曲线的斜率，确定鉴频斜率。

获取模块64，可以包括：

获取单元641用于获取环形振荡器和振荡环路各自的周期；

第一确定单元642用于根据环形振荡器的周期和振动环路的周期，确定原子频标的环路响应时间；

第二确定单元643用于根据环路响应时间，确定弛豫时间。

具体地，弛豫时间的确定同前述步骤305，这里不再赘述。

本发明实施例通过采集原子频标的吸收曲线和鉴频曲线后，得到其鉴频斜率、信噪比，并获取原子频标的弛豫时间和增益后，对原子频标频率短期的稳定度进行评估，可以有效减少由于原子频标频率的短期不稳定性带来的损失。

需要说明的是：上述实施例提供的原子频标频率短期稳定度的评估装置在评估频率短期稳定度时，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将原子频标的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。另外，上述实施例提供的原子频标频率短期稳定度的评估装置和方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详见方法实施例，这里不再赘述。

上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种原子频标频率短期稳定度的评估方法，其特征在于，所述方法包括：

获取所述原子频标的吸收曲线和鉴频曲线；

根据所述鉴频曲线，确定所述原子频标的鉴频斜率；

根据所述吸收曲线和所述鉴频曲线以及预设的调制深度，确定所述原子频标的信噪比；

获取所述原子频标的弛豫时间；

根据所述鉴频斜率、所述信噪比、所述弛豫时间和设定的增益进行原子频标频率的短期稳定度评估。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据以下公式进行原子频标频率短期稳定度的评估：

${\mathrm{\σ}}_y\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{K/N}{Q(S/N)}\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\τ}}},$

其中，σ_y(τ)为所述原子频标频率的短期稳定度，Q(S/N)为所述信噪比，K为所述鉴频斜率，N为所述增益，τ为所述弛豫时间。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述鉴频曲线，确定所述原子频标的鉴频斜率，包括：

确定所述鉴频曲线中的最大值和最小值，以及所述最大值和所述最小值之间的中心值和与所述中心值对应的中心值点；

以所述中心值点为原点，采用最小二乘法进行曲线拟合，得到拟合曲线；

根据所述拟合曲线的斜率，确定所述鉴频斜率。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述原子频标包括量子系统、处理器、伺服环路和环形振荡器，所述环形振荡器用于将所述伺服环路的输出信号反相后输出，所述量子系统、所述处理器、所述伺服环路和所述环形振荡器形成振荡环路，所述获取所述原子频标的弛豫时间，包括：

获取所述环形振荡器和振荡环路各自的周期；

根据所述环形振荡器的周期和所述振动环路的周期，确定所述原子频标的环路响应时间；

根据所述环路响应时间，确定所述弛豫时间。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述增益的取值范围为10-30。

6.一种原子频标频率短期稳定度的评估装置，其特征在于，所述装置包括：

曲线获取模块，用于获取所述原子频标的吸收曲线和鉴频曲线；

第一确定模块，用于根据所述鉴频曲线，确定所述原子频标的鉴频斜率；

第二确定模块，用于根据所述吸收曲线和所述鉴频曲线以及预设的调制深度，确定所述原子频标的信噪比；

获取模块，用于获取所述原子频标的弛豫时间；

评估模块，用于根据所述鉴频斜率、所述信噪比、所述弛豫时间和设定的增益进行原子频标频率的短期稳定度评估。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述评估模块根据以下公式进行评估：

${\mathrm{\σ}}_y\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{K/N}{Q(S/N)}\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\τ}}},$

其中，σ_y(τ)为所述原子频标频率的短期稳定度，Q(S/N)为所述信噪比，K为所述鉴频斜率，N为所述增益，τ为所述弛豫时间。

8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述第一确定模块，包括：

第一确定单元，用于确定所述鉴频曲线中的最大值和最小值，以及所述最大值和所述最小值之间的中心值和与所述中心值对应的中心值点；

拟合单元，用于以所述中心值点为原点，采用最小二乘法进行曲线拟合，得到拟合曲线；

第二确定单元，用于根据所述拟合曲线的斜率，确定所述鉴频斜率。

9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述原子频标包括量子系统、处理器、伺服环路和环形振荡器，所述环形振荡器用于将所述伺服环路的输出信号反相后输出，所述量子系统、所述处理器、所述伺服环路和所述环形振荡器形成振荡环路，所述获取模块，包括：

获取单元，用于获取所述环形振荡器和振荡环路各自的周期；

第一确定单元，用于根据所述环形振荡器的周期和所述振动环路的周期，确定所述原子频标的环路响应时间；

第二确定单元，用于根据所述环路响应时间，确定所述弛豫时间。

10.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述增益的取值范围为10-30。