CN104393748B - 一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路及方法 - Google Patents

一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路及方法 Download PDF

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Abstract

一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路及方法，电路由缓冲电容、储能电容、电感、二极管、变压器和辅助开关管构成。缓冲电容实现被保护开关管的软关断。在被保护开关管开通时，缓冲电容的能量经被保护开关管、电感和二极管转移到储能电容。储能电容的电压在每次被保护开关管开通时逐步上升。当储能电容电压上升到最高阀值电压时，辅助开关管动作，将储能电容的能量经变压器迅速转移到直流吸收环节，实现能量回馈。所述的电路在一个变流器中可以有多个，分别对应不同的受保护开关管。本发明既可以实现受保护开关管的软关断，又可以将缓冲电容中的能量以较小的损耗回馈到电路的直流侧，简单易行，可提高高频变流器的开关频率，降低电路损耗。

Description

一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路及方法
技术领域
本发明涉及一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路及方法，即中大功率变流器的效率提升，属高频变流器技术领域。
背景技术
在高频变流器中，功率开关管的开关损耗是总损耗的主要部分，严重影响了电路的效率。开关管的开关损耗包括开通→关断过程中的关断损耗，以及关断→开通的开通损耗。要降低功率管的关断损耗，传统的方法是在功率管Q的两端并联一个RCD（R代表电阻，C代表电容，D代表二极管）缓冲电路，如附图1所示。当功率管Q开通→关断时，并联的电容C使得电压uce缓慢上升，降低了uce和ic的重叠区面积，从而降低了关断损耗，如附图2所示。当电容C足够大时，关断损耗就可以忽略了。然而，在功率管Q从关断→开通过程中，电容C要通过电阻R放电以限制流过IGBT的冲击电流。在此过程中，几乎所有的电容C上的储能都通过电阻R消耗掉了。所以，电容C越大，电阻R的损耗就越大。这就使得电容C实际上不可能设计得很大，功率管Q仍然会有不小的关断损耗，大大制约了该电路的应用。
发明内容
本发明的目的，旨在于提供一种变流器中应用的实现开关管软关断及能量回馈的电路，降低开关管的关断损耗，提高变流器效率和可靠性。
本发明一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路是通过以下技术方案实现的：如附图3中虚线框内图所示，电路由缓冲电容C1、储能电容C2、电感L1、续流二极管D1和D2、整流二极管D3和D4、变压器TX1、辅助开关管Q2构成。其中，电路输入侧的正极（缓冲电容C1的上端）接受保护开关管Q1（IGBT）的集电极，缓冲电容C1的下端接续流二极管D1的阳极和续流二极管D2的阴极，电路输入侧的负极（续流二极管D1的阴极）接受保护开关管Q1的发射极和储能电容C2的阳极以及整流二极管D3的阳极，续流二极管D2的阳极接电感L1的左端，电感L1的右端接储能电容C2的阴极以及辅助开关管Q2（功率MOSFET）的源极，整流二极管D3的阴极接变压器原边绕组P1的上端（异名端），原边绕组P1的下端（同名端*）接辅助开关管Q2的漏极，变压器副边绕组S1的上端（同名端*）接整流二极管D4的阳极，整流二极管D4的阴极接电路输出侧的阳极及直流吸收环节US的阳极、副边绕组S1的下端（异名端）接电路输出侧的阴极及直流吸收环节US的阴极。
所述的直流吸收环节US可以是变流器中的电池，也可以是直流电容构成的直流母线储能环节。
所述的辅助开关管Q2依据储能电容C2的电压幅值大小来做开通关断。当储能电容C2的电压uc2大于设定的最高阀值电压UH时，辅助管开关Q2进入工作区，被高频脉冲驱动ugs工作。当储能电容C2的电压uc2小于设定的最小阀值电压UL时，辅助开关管Q2进入停止区，ugs始终为低电平，不再动作。
所述的电路应用在一个变流器中可以有N个，其输入侧分别对应N个不同的受保护开关管Q1，其输出侧可以根据需要对应M（1≦M≦N）个不同的直流吸收环节US。
本发明提出了一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路及控制方法，与现有技术相比，具有如下优点，（1）缓冲电容C1可以设计的很大，消除开关管的关断损耗，及减小开关管的关断电压尖峰，（2）缓冲电容C1中的能量转移存贮到一个储能电容后又间歇式集中转移到直流环节，降低了电路自身的损耗，增加了回馈的能量，提高了电路的效率。
本发明提出的变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路，普遍适用于中大功率变流器。本发明简单易行，可以作为一个模块设计在现有的各类相关高频电力电子装置中实现功率管软关断及缓冲电容能量回馈的功能，提高高频电力电子装置的开关频率，降低电路损耗。
附图说明
图1为传统的有损耗无源RCD型箝位电路；
图2为附图1电路中受保护开关管Q1关断过程中的波形；
图3为本发明变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路；
图4为本发明在一个半桥电路中的应用实例；
图5为附图4中对实验测试信号标示了部分图；
图6为测试的受保护开关管Q1的uce和ic波形图；
图7为测试的uc2和ugs3波形图。
具体实施方式
以下结合附图4的一个具体实施例对本发明做进一步的详细说明。仅用以说明而非限制本发明的技术方案。
本实施例参见图4，其为一个采用了本发明所述电路和方法的半桥式逆变器原理框图。如各个虚线框所示，该电路原理框图包括主电路301、缓冲及馈能电路302、缓冲及馈能电路303、馈能控制方法电路304及馈能控制方法电路305。
主电路301 是一个半桥逆变电路，实现将直流±360VDC电压转变成交流220VAC电压的逆变功能，由输入电源US1、US2、功率管Q1及其反并二极管D1、功率管Q2及其反并二极管D2、逆变电感L0、逆变电容C0、负载电阻R0构成。其中，输入电源US1正极接功率管Q1的集电极及其反并二极管D1的阴极，功率管Q1的发射极及其反并二极管D1的阳极接功率管Q2的集电极及其反并二极管D2的阴极和逆变电感的L0的右端，功率管Q2的发射极及其反并二极管D2的阳极接输入电源US2负极，输入电源US2正极接输入电源US1负极和地，逆变电感L0的左端接逆变电容C0的上端和负载电阻R0的上端，逆变电容C0的下端和负载电阻R0的下端接地。图中的直流电源US1和US2采用30节额定电压为12V的铅酸蓄电池构成，功率管Q1和Q2采用IR公司的IGBT，型号为IRG4PH50UD，D1和D2只是该型号IGBT内部固有的二极管。电感L0和电容C0构成滤波电路，电阻R0为负载电阻。
缓冲及馈能电路302是实现功率管Q1的软关断，并将并联缓冲电容C1的能量转移反馈到直流环节US1的电路，由电容C1和C2、二极管D3、D4、D5和D6，电感L1，变压器TX1构成。其中，电容C1的上端接功率管Q1的集电极，电容C1的下端接二极管D3的阳极和二极管D4的阴极，二极管D3的阴极接功率管Q1的发射极和电容C2的阳极以及二极管D5的阳极，二极管D4的阳极接电感L1的左端，电感L1的右端接电容C2的阴极以及辅助功率管Q3的源极，二极管D5的阴极接变压器TX1原边绕组P1的上端，原边绕组P1的下端（同名端*）接辅助功率管Q3的漏极，变压器TX1副边绕组S1的上端（同名端*）接二极管D6的阳极，二极管D6的阴极接输入电源US1的阳极，变压器TX1副边绕组S1的下端接输入电源US1的阴极。图中的电容C1容值是10nF，C2是20uF的电解电容，电感L1是12uH，二极管D3和D4的型号为RHRP15120，二极管D5的型号为MUR460，二极管D6的型号为RHRP8120。辅助管Q3采用的是功率MOSFET，型号为IRF860，变压器变比为1:4。
缓冲及馈能电路303与缓冲及馈能电路302的结构一样，是实现功率管Q2的软关断，并将并联缓冲电容C7的能量转移反馈到直流环节US2的电路，由电容C7和C8、二极管D7、D8、D9和D10，电感L2，变压器TX2构成。其中，电容C7的上端接功率管Q2的集电极，电容C7的下端接二极管D7的阳极和二极管D8的阴极，二极管D7的阴极接功率管Q2的发射极和电容C8的阳极以及二极管D9的阳极，二极管D8的阳极接电感L2的左端，电感L2的右端接电容C8的阴极以及辅助功率管Q3的源极，二极管D9的阴极接变压器TX2原边绕组P2的上端，原边绕组P2的下端（同名端*）接辅助功率管Q3的漏极，变压器TX2副边绕组S2的上端（同名端*）接二极管D10的阳极，二极管D10的阴极接输入电源US2的阳极，变压器TX2副边绕组S2的下端接输入电源US2的阴极。图中的电容C7容值是10nF，C8是20uF的电解电容，二极管D7和D8的型号为RHRP15120，二极管D9的型号为MUR460，二极管D10的型号为RHRP8120。辅助管Q4采用的是功率MOSFET，型号为IRF860，变压器变比为1:4。
馈能控制方法电路304依据电容C2的电压幅值对辅助管Q3进行开关控制，将电容C2的能量回馈到直流电源US1中，由集成电路IC1（型号UC3845）和外围电路器件构成，包括电阻R1、R2、R3、R4和R5，电容C3、C4、C5和C6。其中，电压检测电阻R1的上端接电容C2的阳极，电压检测电阻R1的下端接电压检测电阻R2的上端，检测电阻R2的下端接检测电阻R3的上端和IC1的管脚2以及电容C4的左端，电阻R3的下端和电容C6下端、电容C5下端、IC1的管脚3和管脚5、以及辅助管Q3的源极和电容C3的负极在一起接地gnd1，电容C4的右端接IC1的管脚1，电容C6的上端接电阻R4的上端和IC1的管脚8，电阻R4的下端接IC1的管脚4和电容C5的上端，电容C3的阳极和IC1的管脚7在一起接电源vcc1，IC1的管脚6接电阻R5的下端，电阻R5的上端接辅助管Q3的门极。图中，集成电路IC1采用的UC3845。R1，R2和R3构成了对C2电压的分压检测电路，并将检测到的信号输入到IC1的2脚，即电压反馈脚VF。电容C4的功能是将IC1管脚2的电压反馈信号与IC1内部的参考电压信号之间的误差信号进行积分计算。电容C3是IC1的电源滤波电容。电容C6是IC1内部参考电源的滤波电容。R4和C5构成了IC1的锯齿波震荡电路。R5是IC1输出驱动电阻，也是辅助管Q3的驱动电阻。
上述的集成电路UC3845是美国TI公司产的一款电源芯片。其中，管脚1是COMP脚，对应其内部运算放大器的输出端；管脚2是VFB脚，对应其内部的参考电源端；管脚3是Isense脚，用于接外部电流采样信号；管脚4是RT/CT脚，用于外界电阻电容构成震荡电路；管脚5是GROUND脚，是芯片的地；管脚6是OUTPUT脚，用去输出脉冲信号；管脚7是VCC脚，是芯片的电源脚；管脚8是VREF脚，是芯片内部产生的标准2.5V电源输出脚。
馈能控制方法电路305与馈能控制方法电路304结构一样，依据电容C8的电压幅值对辅助管Q4进行开关控制，将电容C8的能量回馈到直流电源US2中，由集成电路IC2（型号UC3845）和外围电路器件构成，包括电阻R6、R7、R8、R9和R10，电容C9、C10、C11和C12。其中，电压检测电阻R6的上端接电容C8的阳极，电压检测电阻R6的下端接电压检测电阻R7的上端，检测电阻R7的下端接检测电阻R8的上端和IC2的管脚2以及电容C10的左端，电阻R8的下端和电容C11下端、电容C12下端、IC2的管脚3和管脚5、以及辅助管Q4的源极和电容C9的阴极一起接地gnd2，电容C10的右端接IC2的管脚1，电容C11的上端接电阻R9的上端和IC2的管脚8，电阻R9的下端接IC2的管脚4和电容C12的上端，电容C9的阳极和IC2的管脚7接电源vcc2，IC2的管脚6接电阻R10的下端，电阻R10的上端接辅助管Q4的栅极。图中，R6，R7和R8构成了对C8电压的分压检测电路，并将检测到的信号输入到IC2的2脚，即电压反馈脚VF。电容C10的功能是将IC2管脚2的电压反馈信号与IC2内部的参考电压信号之间的误差信号进行积分累加。电容C9是IC2的电源滤波电容。电容C11是IC2内部2.5V参考电源的滤波电容。R9和C12构成了IC2外部锯齿波震荡电路。R10是IC2输出驱动电阻，也是辅助管Q4的驱动电阻。
如附图5所示，以302和304构成的电路为例来解释电路的工作原理。
当Q1关断时，流过Q1的电流ic迅速下降，但由于C1的存在且C1的值为10nF，远大于Q1的寄生输出电容160pF，Q1两端的电压uce缓慢上升。电流ic和电压uce在这个关断过程中的重叠区很小，实现了Q1的软关断，关断损耗可以忽略。
当Q1完全关断，Q2开通后，C1上的电压等于US1与US2电压和。
当Q1再次开通时，C1经Q1，C2，L1和D4构成的回路以串联LC谐振的方式放电。放电电流最大值受到电感L1的限制，减少了对Q1的冲击。当C1的电压下降到零时，放电过程结束。因为C2为20uF，C1只有10nF，所以每一次C1的放电，只会使C2的电压只增加一点点。
当Q1经过多次开关后，C2的电压逐渐累积超过设定的阀值电压UH，经R1，R2和R3分压得到的电压超过了IC1内部的参考电压2.5V，经过电容C1的积分，IC1的管脚1从低电压转换成高电压，触发IC1的管脚6产生高频脉冲信号，该脉冲信号驱动辅助管Q3工作。当Q3导通时，电容C2经D5、变压器原边绕组P1和Q3的回路以谐振的形式放电，电容C2中的能量转移到绕组P1中，C2电压下降。当Q3关断时，绕组P1产生反电动势，感应到副边绕组S1后，二极管D6导通，绕组P1中的能量转移到绕组S1中，经D6释放到US1中。经过几次Q3的动作后，C2的能量完全释放，电压降到零。这样就将C2的能量又回馈到了US1中。
附图6显示了实验测试得到的开关管Q1关断过程中的uce（垂直轴：200V/格）和ic，可见当ic和uce重叠区很小，Q1的关断损耗可以忽略了。
附图7是实验测试得到的电容C2电压uc2（垂直轴：100V/格）和辅助管Q3的驱动信号ugs3的波形，可见当uc2电压超过设定的最高阀值电压UH值210V以后，Q3开始动作， uc2随之下降，当uc2下降到设定的最低阀值电压UL值50V后，才逐渐上升。

Claims (4)

1.一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路，其特征在于，所述电路由缓冲电容C1、储能电容C2、电感L1、续流二极管D1和D2、整流二极管D3和D4、变压器TX1和辅助开关管Q2构成；所述电路输入侧的正极接缓冲电容C1的阳极端和保护开关管Q1的集电极，缓冲电容C1的阴极端接续流二极管D1的阳极和续流二极管D2的阴极；所述电路输入侧的负极接续流二极管D1的阴极和保护开关管Q1的发射极和储能电容C2的阳极以及整流二极管D3的阳极，续流二极管D2的阳极接电感L1的一端，电感L1的另一端接储能电容C2的阴极以及辅助开关管Q2的源极，整流二极管D3的阴极接变压器原边绕组P1的异名端，原边绕组P1的同名端接辅助开关管Q2的漏极，变压器副边绕组S1的同名端接整流二极管D4的阳极，整流二极管D4的阴极接电路输出侧的阳极及直流吸收环节US的阳极、副边绕组S1的异名端接电路输出侧的阴极及直流吸收环节US的阴极。
2.根据权利要求1所述的一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路，其特征在于，所述直流吸收环节US是变流器中的电池，或者是直流电容构成的直流母线储能环节。
3.根据权利要求1所述的一种变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路，其特征在于，所述辅助开关管Q2依据储能电容C2的电压幅值大小来做开通关断；当储能电容C2的电压uc2大于设定的最高阀值电压UH时，高频脉冲驱动栅源电压ugs，使辅助开关管Q2进入工作区；当储能电容C2的电压uc2小于设定的最小阀值电压UL时，辅助开关管Q2进入停止区，ugs始终为低电平，不再动作。
4.根据权利要求1所述的一种变流器开关管实现软关断和能量回馈电路的方法，其特征在于，所述方法在一个变流器中能够设置N个变流器开关管实现软关断和能量回馈的电路，所述电路的输入侧分别对应N个不同的受保护开关管Q1，其输出侧能够对应M个不同的直流吸收环节US。
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