CN104269877A - 交错反激光伏并网微型逆变器的混合调制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种交错反激光伏并网微型逆变器的混合调制系统及方法，光伏组件通过交错反激逆变器接入交流电网，交错反激逆变器中包括主相可控开关与从相可控开关；光伏组件与交流电网之间还设有：由翻转电路、电流采样模块和电压采样模块组成的电网电压电流采样单元；连接光伏组件的输出端的MPPT单元；包括电流调节器、电流参考信号生成模块以及分别连接MPPT单元和上述整流电路的乘法器的驱动信号生成单元；电流调节器控制主相可控开关或从相可控开关的导通，以控制交错反激逆变器的工作状态。本发明通过在半个工频周期内采用两相DCM和一相DCM混合调制的策略，根据负载电流优化变换器主导损耗，以实现变换器全负载范围内的高效率、高功率运行。

Description

交错反激光伏并网微型逆变器的混合调制系统及方法

技术领域

本发明涉及光伏并网技术中逆变器的调制技术领域，特别是一种交错反激光伏并网微型逆变器的混合调制系统及方法。 

背景技术

微型逆变器(Micro-inverter)是指将每个光伏组件输出的直流电直接逆变成交流电的装置。在光伏并网技术中，由于反激变换器具有结构简单、成本低等优点，基于反激变换器的光伏并网微型逆变器近年来得到了广泛的发展。对于这种交错反激光伏并网微型逆变器的调制通常采用电流临界连续(Boundary Conduction Mode,BCM)和电流断续(Discontinues Conduction Mode，DCM)控制方式，BCM和DCM控制方式对于微型逆变器的损耗分布具有重大影响。 

现有技术中有人提出了一种在半个工频周期内电流临界连续和电流断续工作模式混合调制的控制策略，还给出了采用该调制方式时电流参考信号的设计方法。但是目前关于电流临界连续和电流断续工作模式的临界点的选取尚未有相关研究，同时在交错反激光伏微型逆变器中采用上述调制方式时，主相和从相调制方法一致，限制了变换器效率的进一步提升。 

说明书附图1示出了交错反激光伏并网微型逆变器采用DCM控制时满载和四分之一载情况下的损耗对比。在重载情况下，其主导损耗为主功率MOSFET的导通损耗、整流二极管的导通损耗和变压器的磁芯损耗；在轻载情况下，其主导损耗为主功率MOSFET的驱动损耗、关断损耗和变压器的磁芯损耗。因此，根据不同负载条件，减小变换器主导损耗有助于在全负载范围提高变换器效率。 

简化图1的说明，1ΦDCM表明变换器仅主相工作，2ΦDCM表明变换器主相和从相交错工作。可以看出：采用2ΦDCM可以降低变换器电流应力，从而减小MOSFET的导通损耗和关断损耗以及变压器的铜损；采用1ΦDCM可以减小变换器的驱动损耗和变压器的磁芯损耗。图2示出了交错反激光伏并网微型逆变器分别工作在1ΦDCM和2ΦDCM调制方式的效率对比图。从图中可以看出，采用1ΦDCM控制时，该微型逆变器的最大传输功率为125W；当输出功率低于105W时，采用1ΦDCM调制可以实现更高效率。因此可推断，如在半个工频周期内同时采用1ΦDCM和2ΦDCM调制，可以使变换器在宽负载范围实现高效率。 

发明内容

本发明要解决的技术问题为：通过在半个工频周期内采用两相DCM和一相DCM混合调制的控制策略，根据负载情况优化变换器主导损耗，以实现变换器全负载范围内的高效率、高功率运行。 

基于采用2ΦDCM调制可以有效降低电流应力，减小MOSFET的导通损耗、关断损耗，以及整流二极管的导通损耗和变压器的铜损；采用1ΦDCM调制可以减小MOSFET的驱动损耗以及变压器的磁芯损耗。传统的DCM切相控制是在输出平均功率较高时采用2ΦDCM，在输出平均功率较低时关断从相，采用1ΦDCM调制。而本发明的设计思想为：在半个工频周期内根据负载电流的不同，采用1ΦDCM和2ΦDCM调制进行混合调制，当负载电流较大时，采用2ΦDCM调制策略；当负载电流较低时，采用1ΦDCM调制策略。 

本发明采用的技术方案具体为：交错反激光伏并网微型逆变器的混合调制系统，光伏组件通过交错反激逆变器接入交流电网，交错反激逆变器中包括主相可控开关与从相可控开关；光伏组件与交流电网之间还设有： 

电网电压电流采样单元，由翻转电路、电流采样模块和电压采样模块组成；翻转电路连接在交错反激逆变器输出端与交流电网之间；电压采样模块包括锁相环电路和整流电路，翻转电路输出电网采样电压信号至锁相环电路，锁相环电路的输出端连接整流电路的输入端；电流采样模块包括ADC转换电路，翻转电路输出电网采样电流信号至ADC转换电路，ADC转换电路输出数字信号的电网采样电流信号，作为给定电流； 

MPPT单元，其输入端连接光伏组件的输出端，以获取光伏组件的输出电压和输出电流，并根据获取到的输出电压和输出电流得到最大功率点信号并输出； 

驱动信号生成单元，包括电流调节器、电流参考信号生成模块以及分别连接MPPT单元输出端和上述整流电路输出端的乘法器；电流调节器的数量为2个，2个电流调节器的输出端分别连接主相可控开关或从相可控开关的控制输入端；电流参考信号生成模块的输入端连接乘法器的输出端，电流参考信号生成模块的输出端分别输出电流参考信号至各电流调节器中； 

上述ADC转换电路的输出端分别连接2个电流调节器；各电流调节器根据给定电流及电流参考信号向主相可控开关或从相可控开关输出控制信号，以控制主相可控开关和从相可控开关的开断。 

本发明上述系统中，翻转电路为现有的桥式翻转电路，其将逆变后的电流翻转成与电网同频同相的正弦波电流，以实现并网。ADC转换电路、锁相环电路、MPPT单元、驱动信号生成单元皆可采用现有电路技术，利用现有的微型处理器DSP实现，驱动电压信号通过DSP中的PWM单元实现控制输出。 

本发明基于上述交错反激光伏并网微型逆变器的混合调制系统的调制方法，包括以下步骤： 

1)分别采样光伏组件输出端的输出电压Vdc和输出电流Idc，以及交错反激光伏并网微型逆变器输出端经翻转电路后的输出电压Vgrid和输出电流Iout；对输出电流进行ADC转换，得到反馈电流Iout1； 

2)利用MPPT单元对输出电压Vdc和输出电流Idc进行最大功率点追踪，得到最大功率点；同时利用锁相环电路对输出电压Vgrid进行锁相，再对锁相后的输出电压Vgrid进行整流，得到与电网电流同相位频率的正弦绝对值波形；根据上述得到的锁相相位数据，以及整流后得到的幅值数据，获取分别对应主相控制的电流参考信号i_ref1和对应从相控制的电流参考信号i_ref2，具体为： 

等效单相反激变换器在半个工频周期内的电路，定义S₁为串接原边的可控开关，在S₁导通时，原边电感电流i_p线性上升，S₁关断时，原边电流折合到副边，副边电感电流i_s线性下降，S₁导通时间T_on和关断时间T_off分别为： 

$T_{\mathrm{on}}=\frac{L_p\·I_p}{V_{\mathrm{dc}}}---\left(1\right)$

$T_{\mathrm{off}}=\frac{L_s\·I_s}{v_g\left(t\right)}---\left(2\right)$

上式中，v_g(t)为电网电压，I_p和I_s分别为变换器原边电流i_p和变换器副边电流i_s在每个开关周期的峰值，其中I_p即负载电流参考信号i_ref，即： 

I_p＝i_ref      (3) 

L_p和L_s分别为变换器原边和副边的电感，I_p和I_s有如下关系： 

$I_s=I_p\·\sqrt{\frac{L_p}{L_s}}=i_{\mathrm{ref}}\·\sqrt{\frac{L_p}{L_s}}---\left(4\right)$

假设在每个开关周期内，单相反激变换器的输出电流i_out有效值等于i_s的平均值，即： 

$i_{\mathrm{out}}=\frac{I_s\·T_{\mathrm{off}}}{{2T}_s}---\left(5\right)$

定义P_o1为单相反激逆变器的平均输出功率，则i_out和P_o1有如下关系： 

$i_{\mathrm{ref}}=2\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\sqrt{\frac{P_{o1}}{L_p\·f_s}}---\left(6\right)$

其中：f_s＝1/T_s； 

定义P_o为交错反激光伏并网微型逆变器向电网传输功率的平均值，对于工作在DCM下的交错反激光伏并网微型逆变器，P_o＝2P_o1，则对于交错反激光伏并网微型逆变器，式(6)可表示为： 

$i_{\mathrm{ref}}=\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\sqrt{\frac{{2P}_o}{L_p\·f_s}}---\left(7\right)$

所得到的即交错反激光伏并网微型逆变器，在半个工频周期内的的负载电流参考信号； 

定义1ΦDCM调制即以DCM控制方法控制交错反激光伏并网微型逆变器仅主相工作，2ΦDCM调制即以DCM控制方法控制交错反激光伏并网微型逆变器的主相和从相皆工作； 

在半个工频周期内，当负载电流较大时，采用2ΦDCM调制；当负载电流较小时，采用1ΦDCM调制；定义在半个工频周期内采用混合调制方法中，开始采用2ΦDCM调制的时间点为t_c1，负载电流降低后开始采用1ΦDCM调制的时间点为t_c2； 

则对于交错反激光伏并网微型逆变器，在半个工频周期内，对应主相控制的电流参考信号i_ref1和对应从相控制的电流参考信号i_ref2分别为： 

$i_{\mathrm{ref}1}=\left\{\begin{array}{c}2\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{P_o}{L_p\&CenterDot;f_s}}(t<t_{c1},t>t_{c2})\\ \sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{{2P}_o}{L_p\&CenterDot;f_s}}\end{array}\right.---\left(8\right)$

$i_{\mathrm{ref}2}=\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{{2P}_o}{L_p\&CenterDot;f_s}}(t_{c1}<t<t_{c2})---\left(9\right)$

3)选取临界工作点对应的瞬时输出功率值，进而求得t_c1和t_c2； 

在半个工频周期内，交错反激光伏并网微型逆变器输出瞬时功率为： 

p_out(t)＝2P_osin²(ωt)      (10) 

由于单相反激光伏并网微型逆变器输出的平均功率P_o1为100W，因此交错反激光伏并网微型逆变器输出的平均功率Po＝2P_o1＝200W； 

以所选取的临界点瞬时输出功率值代入式(10)中的P_out(t)，即可求得t_c1和t_c2； 

将tc1和tc2代入式(8)和式(9)，即得到分别对应主相控制的电流参考信号i_ref1和对 应从相控制的电流参考信号i_ref2； 

如：设定1ΦDCM调制在输出功率低于100W时可以获得更高的效率，因此将100W作为1ΦDCM和2ΦDCM调制的临界工作点对应的瞬时输出功率值；代入式(10)即可得： 

100＝2P_osin²(ωt) 

进而得到： 

$\sin \left({\mathrm{\&omega;t}}_{c1}\right)=\sin \left({\mathrm{\&omega;t}}_{c2}\right)=\sqrt{\frac{200}{{4P}_o}}=\sqrt{\frac{50}{P_o}}$

由于：ω＝2πf 

f＝50Hz 

$\mathrm{\&omega;t}=\arcsin \sqrt{\frac{50}{P_o}}$

$\mathrm{tc}1=\frac{\arcsin \sqrt{\frac{50}{P_o}}}{\mathrm{\&omega;}}$

tc2＝π-tc1 

即可求得取值不同的t_c1和t_c2，将tc1和tc2分别代入公式(8)和(9)，可得到i_ref1和i_ref2； 

4)分别以i_ref1和Iout1、i_ref2和Iout1作为输入信号，利用PI调节器进行比例调节和积分调节，进而得到分别对应主相可控开关以及从相可控开关的驱动电压Ug1和Ug2的占空比，以控制主相可控开关和从相可控开关的关断和开启，进而控制1ΦDCM调制和2ΦDCM调制的切换；比例调节和积分调节对应的比例系数和积分系数可采用现有经验值； 

具体的：对于每个PI调节器，i_ref减去i_out得到误差值，比例系数乘以误差值得到放大误差，积分系数乘以误差值再加上原有累计误差后重新赋值后得到新的累计误差，放大误差和累计误差之和(为二进制数值)通过移位降低数量级(DSP内为二进制，0～3.3V对应0～32767)得到占空比D(D即为驱动电压Ug1，Ug2的占空比)；当i_out大于i_ref，则误差值为负数，放大误差和累积误差为负数，D减小，i_out减小接近i_ref；反之，则D增大，i_out增大接近i_ref。 

有益效果 

利用本发明的系统和方法可实现对交错反激光伏并网微型逆变器采用1ΦDCM和2ΦDCM进行混合调制，在混合调制过程中，本发明能够根据交错反激光伏并网微型逆变器的实时负载情况，调整调制方式：当负载电流较小时，采用1ΦDCM降低MOSFET的驱动损耗以及变压器的磁芯损耗等主导损耗，当负载电流较大时，采用2ΦDCM调制降低电流应力，减小MOSFET的导通损耗、关断损耗，以及整流二极管的导通损耗和变压器的铜损；使得交错反激光伏并网微型逆变器在宽负载范围内实现高效率。 

附图说明

图1所示为交错反激光伏并网微型逆变器采用DCM控制时满载和四分之一载情况下的损耗对比； 

图2所示为交错反激光伏并网微型逆变器分别工作在1ΦDCM和2ΦDCM调制方式的效率对比图； 

图3所示为本发明采用1ΦDCM和2ΦDCM混合调制时序示意图； 

图4所示为本发明的系统结构原理框图示意图； 

图5所示为本发明电路原理结构示意图； 

图6所示为单相反激变换器半个工频周期内的等效电路图； 

图7所示为本发明在不同负载情况下驱动电压信号与原边电感波形仪器界面图；其中图7.1为满载，图7.2为半载，图7.3为四分之一载； 

图8所示为本发明混合调制策略与传统控制方式效率对比示意图。 

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例进一步描述。 

基于采用2ΦDCM调制可以有效降低电流应力，减小MOSFET的导通损耗、关断损耗，以及整流二极管的导通损耗和变压器的铜损；采用1ΦDCM调制可以减小MOSFET的驱动损耗以及变压器的磁芯损耗。本发明通过在半个工频周期内根据负载电流的不同，采用1ΦDCM和2ΦDCM调制进行混合调制，当负载电流较大时，采用2ΦDCM调制策略；当负载电流较低时，采用1ΦDCM调制策略，以实现变换器全负载范围内的高效率、高功率运行。 

结合图3和图4，本发明一种具体实施例的交错反激光伏并网微型逆变器的混合调制系 统中，光伏组件通过交错反激逆变器1接入交流电网，交错反激逆变器为现有技术，其电路结构中包括主相可控开关S1与从相可控开关S2；光伏组件与交流电网之间还设有： 

电网电压电流采样单元，由桥式翻转电路2、电流采样模块和电压采样模块组成；翻转电路连接在交错反激逆变器输出端与交流电网之间；电压采样模块包括锁相环电路和整流电路，翻转电路输出电网采样电压信号Vgrid至锁相环电路，锁相环电路的输出端连接整流电路的输入端；电流采样模块包括ADC转换电路，桥式翻转电路输出电网采样电流信号Iout至ADC转换电路，ADC转换电路输出数字信号的电网采样电流信号Iout1，作为给定电流； 

MPPT单元，即最大功率点追踪单元，其输入端连接光伏组件的输出端，以获取光伏组件的输出电压Vdc和输出电流Idc，并根据获取到的输出电压和输出电流得到最大功率点信号并输出； 

驱动信号生成单元，包括电流调节器、电流参考信号生成模块以及分别连接MPPT单元输出端和上述整流电路输出端的乘法器；电流调节器的数量为2个，2个电流调节器的输出端分别对应连接主相可控开关和从相可控开关的控制输入端；电流参考信号生成模块的输入端连接乘法器的输出端，电流参考信号生成模块的输出端分别输出电流参考信号至各电流调节器中； 

上述ADC转换电路的输出端分别连接2个电流调节器；各电流调节器根据给定电流及电流参考信号向主相可控开关或从相可控开关输出控制信号，以控制主相可控开关和从相可控开关的开断。 

本实施例中，翻转电路为现有的桥式翻转电路，其将逆变后的电流翻转成与电网同频同相的正弦波电流，以实现并网。ADC转换电路、锁相环电路、MPPT单元、驱动信号生成单元皆采用现有电路技术，利用现有的微型处理器DSP实现，驱动电压信号通过DSP中的PWM单元实现控制输出。 

请参考图3，本发明的控制策略大体为：在半个工频周期内，当负载电流较大时，采用2ΦDCM调制策略；当负载电流较低时，采用1ΦDCM调制策略。采用1ΦDCM和2ΦDCM混合调制，可以根据变换器负载情况，降低其主导损耗，在宽负载范围内实现高效率。随着输出平均功率的降低，2ΦDCM调制的区域将减小，当输出平均功率降低到一定值时，变换器仅采用1ΦDCM调制。 

本发明基于上述交错反激光伏并网微型逆变器的混合调制系统的调制方法，包括以下步骤： 

1)分别采样光伏组件输出端的输出电压Vdc和输出电流Idc，以及交错反激光伏并网微型逆变器输出端经翻转电路后的输出电压Vgrid和输出电流Iout；对输出电流进行ADC转换，得到反馈电流Iout1； 

2)利用MPPT单元对输出电压Vdc和输出电流Idc进行最大功率点追踪，得到最大功率点；同时利用锁相环电路对输出电压Vgrid进行锁相，再对锁相后的输出电压Vgrid进行整流，得到与电网电流同相位频率的正弦绝对值波形；根据上述得到的锁相相位数据，以及整流后得到的幅值数据，获取分别对应主相控制的电流参考信号i_ref1和对应从相控制的电流参考信号i_ref2，具体为： 

请参考图6，等效单相反激变换器在半个工频周期内的电路，定义S₁为串接原边的可控开关，在S₁导通时，原边电感电流i_p线性上升，S₁关断时，原边电流折合到副边，副边电感电流i_s线性下降，S₁导通时间T_on和关断时间T_off分别为： 

$T_{\mathrm{on}}=\frac{L_p\&CenterDot;I_p}{V_{\mathrm{dc}}}---\left(1\right)$

$T_{\mathrm{off}}=\frac{L_s\&CenterDot;I_s}{v_g\left(t\right)}---\left(2\right)$

上式中，v_g(t)为电网电压，I_p和Is分别为变换器原边电流i_p和变换器副边电流is在每个开关周期的峰值，其中I_p即负载电流参考信号i_ref，即： 

I_p＝i_ref      (3) 

L_p和L_s分别为变换器原边和副边的电感，I_p和I_s有如下关系： 

$I_s=I_p\&CenterDot;\sqrt{\frac{L_p}{L_s}}=i_{\mathrm{ref}}\&CenterDot;\sqrt{\frac{L_p}{L_s}}---\left(4\right)$

假设在每个开关周期内，单相反激变换器的输出电流i_out有效值等于i_s的平均值，即： 

$i_{\mathrm{out}}=\frac{I_s\&CenterDot;T_{\mathrm{off}}}{{2T}_s}---\left(5\right)$

定义P_o1为单相反激逆变器的平均输出功率，则i_out和P_o1有如下关系： 

$i_{\mathrm{ref}}=2\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{P_{o1}}{L_p\&CenterDot;f_s}}---\left(6\right)$

其中f_s＝1/T_s； 

定义P_o为交错反激光伏并网微型逆变器向电网传输功率的平均值，对于工作在DCM下的交错反激光伏并网微型逆变器，P_o＝2P_o1，则对于交错反激光伏并网微型逆变器，式(6)可表示为： 

$i_{\mathrm{ref}}=\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{{2P}_o}{L_p\&CenterDot;f_s}}---\left(7\right)$

所得到的即交错反激光伏并网微型逆变器，在半个工频周期内的的负载电流参考信号； 

定义1ΦDCM调制即以DCM控制方法控制交错反激光伏并网微型逆变器仅主相工作，2ΦDCM调制即以DCM控制方法控制交错反激光伏并网微型逆变器的主相和从相皆工作； 

在半个工频周期内，当负载电流较大时，采用2ΦDCM调制；当负载电流较小时，采用1ΦDCM调制；定义在半个工频周期内采用混合调制方法中，开始采用2ΦDCM调制的时间点为t_c1，负载电流降低后开始采用1ΦDCM调制的时间点为t_c2； 

则对于交错反激光伏并网微型逆变器，在半个工频周期内，对应主相控制的电流参考信号i_ref1和对应从相控制的电流参考信号i_ref2分别为： 

$i_{\mathrm{ref}1}=\left\{\begin{array}{c}2\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{P_o}{L_p\&CenterDot;f_s}}(t<t_{c1},t>t_{c2})\\ \sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{{2P}_o}{L_p\&CenterDot;f_s}}\end{array}\right.---\left(8\right)$

$i_{\mathrm{ref}2}=\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{{2P}_o}{L_p\&CenterDot;f_s}}(t_{c1}<t<t_{c2})---\left(9\right)$

3)选取临界工作点对应的瞬时输出功率值，进而求得t_c1和t_c2； 

在半个工频周期内，交错反激光伏并网微型逆变器输出瞬时功率为： 

p_out(t)＝2P_osin²(ωt)      (10) 

由于单相反激光伏并网微型逆变器输出的平均功率P_o1为100W，因此交错反激光伏并网微型逆变器输出的平均功率Po＝2P_o1＝200W； 

以所选取的临界点瞬时输出功率值代入式(10)中的P_out(t)，即可求得t_c1和t_c2； 

将tc1和tc2代入式(8)和式(9)，即得到分别对应主相控制的电流参考信号i_ref1和对应从相控制的电流参考信号i_ref2； 

如：设定1ΦDCM调制在输出功率低于100W时可以获得更高的效率，因此将100W作为1ΦDCM和2ΦDCM调制的临界工作点对应的瞬时输出功率值；代入式(10)即可得： 

100＝2P_osin²(ωt) 

进而得到： 

$\sin \left({\mathrm{\&omega;t}}_{c1}\right)=\sin \left({\mathrm{\&omega;t}}_{c2}\right)=\sqrt{\frac{200}{{4P}_o}}=\sqrt{\frac{50}{P_o}}$

由于：ω＝2πf 

f＝50Hz 

$\mathrm{\&omega;t}=\arcsin \sqrt{\frac{50}{P_o}}$

$\mathrm{tc}1=\frac{\arcsin \sqrt{\frac{50}{P_o}}}{\mathrm{\&omega;}}$

tc2＝π-tc1 

即可求得取值不同的t_c1和t_c2，将tc1和tc2分别代入公式(8)和(9)，可得到i_ref1和i_ref2； 

4)分别以i_ref1和Iout1、i_ref2和Iout1作为输入信号，利用PI调节器进行比例调节和积分调节，进而得到分别对应主相可控开关以及从相可控开关的驱动电压Ug1和Ug2的占空比，以控制主相可控开关和从相可控开关的关断和开启，进而控制1ΦDCM调制和2ΦDCM调制的切换；比例调节和积分调节对应的比例系数和积分系数可采用现有经验值； 

具体的：对于每个PI调节器，i_ref减去i_out得到误差值，比例系数乘以误差值得到放大误差，积分系数乘以误差值再加上原有累计误差后重新赋值后得到新的累计误差，放大误差和累计误差之和(为二进制数值)，通过移位降低数量级(DSP内为二进制，0～3.3V对应0～32767)得到占空比D(D即为驱动电压Ug1，Ug2的占空比)；当i_out大于i_ref，则误差值为负数，放大误差和累积误差为负数，D减小，i_out减小接近i_ref；反之，则D增大，i_out增大接近i_ref。 

上述电流参考信号的计算算法亦通过DSP实现。 

请参考图7.1至图7.3，可以看出随着微型逆变器负载的降低，2ΦDCM调制的区域逐渐降低，当负载降低到50W以下时，从相不工作，在整个工频周内仅主相工作，变换器实现切相，以降低主导损耗，提高效率。 

再请参考图8，可以看出当负载功率为50W时，所提混合控制调制策略可以降低1.8W的损耗，提高变换器3.6％的效率；当负载功率为200W时，所提混合控制调制策略可以降低1.4W的损耗，提高变换器0.7％的效率。所提混合控制调制策略在轻载时相比于重载效率提 升更加明显。这是因为在轻载时，所提混合调制控制策略对主导损耗的减小更加明显。 

综上所述，利用本发明的系统和方法可实现对交错反激光伏并网微型逆变器采用1ΦDCM和2ΦDCM进行混合调制，在混合调制过程中，当负载电流较小时，采用1ΦDCM降低MOSFET的驱动损耗以及变压器的磁芯损耗等主导损耗，当负载电流较大时，采用2ΦDCM调制降低电流应力，减小MOSFET的导通损耗、关断损耗，以及整流二极管的导通损耗和变压器的铜损；使得交错反激光伏并网微型逆变器在宽负载范围内实现高效率。 

Claims (3)

1.交错反激光伏并网微型逆变器的混合调制系统，其特征是，光伏组件通过交错反激逆变器接入交流电网，交错反激逆变器中包括主相可控开关与从相可控开关；光伏组件与交流电网之间还设有：

电网电压电流采样单元，由翻转电路、电流采样模块和电压采样模块组成；翻转电路连接在交错反激逆变器输出端与交流电网之间；电压采样模块包括锁相环电路和整流电路，翻转电路输出电网采样电压信号至锁相环电路，锁相环电路的输出端连接整流电路的输入端；电流采样模块包括ADC转换电路，翻转电路输出电网采样电流信号至ADC转换电路，ADC转换电路输出数字信号的电网采样电流信号，作为给定电流；

MPPT单元，其输入端连接光伏组件的输出端，以获取光伏组件的输出电压和输出电流，并根据获取到的输出电压和输出电流得到最大功率点信号并输出；

驱动信号生成单元，包括电流调节器、电流参考信号生成模块以及分别连接MPPT单元输出端和上述整流电路输出端的乘法器；电流调节器的数量为2个，2个电流调节器的输出端分别连接主相可控开关或从相可控开关的控制输入端；电流参考信号生成模块的输入端连接乘法器的输出端，电流参考信号生成模块的输出端分别输出电流参考信号至各电流调节器中；

上述ADC转换电路的输出端分别连接2个电流调节器；各电流调节器根据给定电流及电流参考信号向主相可控开关或从相可控开关输出控制信号，以控制主相可控开关和从相可控开关的开断。

2.根据权利要求1所述的交错反激光伏并网微型逆变器的混合调制系统，其特征是，翻转电路为桥式翻转电路。

3.一种基于权利要求1或2所述的交错反激光伏并网微型逆变器的混合调制系统的调制方法，其特征是，包括以下步骤：

1)分别采样光伏组件输出端的输出电压Vdc和输出电流Idc，以及交错反激光伏并网微型逆变器输出端经翻转电路后的输出电压Vgrid和输出电流Iout；对输出电流进行ADC转换，得到反馈电流Iout1；

2)利用MPPT单元对输出电压Vdc和输出电流Idc进行最大功率点追踪，得到最大功率点；同时利用锁相环电路对输出电压Vgrid进行锁相，再对锁相后的输出电压Vgrid进行整流，得到与电网电流同相位频率的正弦绝对值波形；根据上述得到的锁相相位数据，以及整流后得到的幅值数据，获取分别对应主相控制的电流参考信号i_ref1和对应从相控制的电流参考信号i_ref2，具体为：

等效单相反激变换器在半个工频周期内的电路，定义S₁为串接原边的可控开关，在S₁导通时，原边电感电流i_p线性上升，S₁关断时，原边电流折合到副边，副边电感电流i_s线性下降，S₁导通时间T_on和关断时间T_off分别为：

$T_{\mathrm{on}}=\frac{L_p\&CenterDot;I_p}{V_{\mathrm{dc}}}---\left(1\right)$

$T_{\mathrm{off}}=\frac{L_s\&CenterDot;I_s}{v_g\left(t\right)}---\left(2\right)$

上式中，v_g(t)为电网电压，I_p和I_s分别为变换器原边电流i_p和变换器副边电流i_s在每个开关周期的峰值，其中I_p即负载电流参考信号i_ref，即：

I_p＝i_ref      (₃)

L_p和L_s分别为变换器原边和副边的电感，I_p和I_s有如下关系：

$I_s=I_p\&CenterDot;\sqrt{\frac{L_p}{L_s}}=i_{\mathrm{ref}}\&CenterDot;\sqrt{\frac{L_p}{L_s}}---\left(4\right)$

假设在每个开关周期内，单相反激变换器的输出电流i_out有效值等于i_s的平均值，即：

$i_{\mathrm{out}}=\frac{I_s\&CenterDot;T_{\mathrm{off}}}{{2T}_s}---\left(5\right)$

定义P_o1为单相反激逆变器的平均输出功率，则i_out和P_o1有如下关系：

$i_{\mathrm{ref}}=2\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{P_{o1}}{L_p\&CenterDot;f_s}}---\left(6\right)$

其中：f_s＝1/T_s；

定义P_o为交错反激光伏并网微型逆变器向电网传输功率的平均值，对于工作在DCM下的交错反激光伏并网微型逆变器，P_o＝2P_o1，则对于交错反激光伏并网微型逆变器，式(6)可表示为：

$i_{\mathrm{ref}}=\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{{2P}_o}{L_p\&CenterDot;f_s}}---\left(7\right)$

所得到的即交错反激光伏并网微型逆变器，在半个工频周期内的的负载电流参考信号；

定义1ΦDCM调制即以DCM控制方法控制交错反激光伏并网微型逆变器仅主相工作，2ΦDCM调制即以DCM控制方法控制交错反激光伏并网微型逆变器的主相和从相皆工作；

在半个工频周期内，当负载电流较大时，采用2ΦDCM调制；当负载电流较小时，采用1ΦDCM调制；定义在半个工频周期内采用混合调制方法中，开始采用2ΦDCM调制的时间点为t_c1，负载电流降低后开始采用1ΦDCM调制的时间点为t_c2；

则对于交错反激光伏并网微型逆变器，在半个工频周期内，对应主相控制的电流参考信号i_ref1和对应从相控制的电流参考信号i_ref2分别为：

$i_{\mathrm{ref}1}=\left\{\begin{array}{c}2\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{P_o}{L_p\&CenterDot;f_s}}(t<t_{c1},t>t_{c2})\\ \sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{{2P}_o}{L_p\&CenterDot;f_s}}\end{array}\right.---\left(8\right)$

$i_{\mathrm{ref}2}=\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\sqrt{\frac{{2P}_o}{L_p\&CenterDot;f_s}}(t_{c1}<t<t_{c2})---\left(9\right)$

3)选取临界工作点对应的瞬时输出功率值，进而求得t_c1和t_c2；

在半个工频周期内，交错反激光伏并网微型逆变器输出瞬时功率为：

p_out(t)＝2P_osin²(ωt)      (10)

由于单相反激光伏并网微型逆变器输出的平均功率P_o1为100W，因此交错反激光伏并网微型逆变器输出的平均功率Po＝2Po1＝200W；

以所选取的临界点瞬时输出功率值代入式(10)中的P_out(t)，即可求得t_c1和t_c2；

将tc1和tc2代入式(8)和式(9)，即得到分别对应主相控制的电流参考信号i_ref1和对应从相控制的电流参考信号i_ref2；

4)分别以i_ref1和Iout1、i_ref2和Iout1作为输入信号，利用PI调节器进行比例调节和积分调节，进而得到分别对应主相可控开关以及从相可控开关的驱动电压Ug1和Ug2的占空比，以控制主相可控开关和从相可控开关的关断和开启，进而控制1ΦDCM调制和2ΦDCM调制的切换。