CN104221297A - 用于减少串话的方法和系统 - Google Patents

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Abstract

至少一个示例实施例公开了一种确定多入多出(MIMO)系统中的串话的方法。该方法包括在上游信道上从至少一个第一远程节点接收上游导频；基于所接收到的导频确定上游信道系数；在下游信道上向至少一个第一远程节点传送下游导频；在上游信道上从至少一个第一远程节点接收回送导频，该回送导频是该下游导频的回送信号；并且基于所接收到的下游导频确定下游信道系数。

Description

用于减少串话的方法和系统
背景技术
数字订户线路(DSL)在容量方面的性能取决于多种因素，诸如衰减和噪声环境。DSL传输系统的性能被从一条双绞线到具有相同系结器(binder)的另一条双绞线以及在较小程度上到相邻系结器中的另一双绞线的串话干扰所影响。
目前，串话干扰会影响跨多条双绞线的数据速率。
例如，诸如彼此相邻的两条VDSL2线路的两条通信线路在彼此之中引发信号。由于所引发的串话和来自通信线路周围的其它来源的噪声，在这些线路上传输带数据会被该串话和噪声所影响或破坏。通过减少在通信线路上所引发的串话或者对通信线路上所引发的串话进行补偿，被破坏数据的数量可以有所降低并且对信息进行可靠通信的速率有所提高。
可以使用串话信道补偿滤波来降低通信线路上串话的影响，或者对串话进行补偿，以便几乎完全地消除该问题。
每条通信线路都是可能在一条或多条受害方线路中引发串话的可能的干扰方线路。通过跨所有线路传送测试信号，可能确定每条干扰方线路对受害方线路的影响。该测试信号的特征可以在于向一个或多个音调或频率所分配功率的方式。例如，测试信号可以使用特定功率水平在小的频率范围上进行传送。受害方线路会在该频率范围内注意到该功率并且能够确定该功率的振幅。在特定线路上所引发的串话干扰的振幅是用来确定特定串话干扰方对于该受害方而言有多强或者哪些频率或音调易于受到某些串话干扰方针对该受害方的串话的影响的良好基准。
预编码(也被称作预补偿)技术是基于对添加至数据信号的附加信号的传送的，该附加信号被用来对从外部来源对受害方线路上的串话进行补偿。因此，不同于通过以适当方式配置通信线路来减少串话的影响或者避免串话效应，预编码能够被用来对通信信道上的串话的影响进行补偿。预编码技术是基于包括振幅和相位信息二者的串话信道信息。这样的信息能够从诸如截剪器误差或信噪比(SNR)之类的度量所获得。这种用于预编码的测量的特定示例是使用导频序列和误差反馈。导频序列在G矢量中的使用在2010年4月的“Self-FEXTcancellation(vectoring)for use with VDSL2 transceivers”，Series G:Transmission Systems and Media,Digital Systems and Networks,ITUG.993.5中有所描述，其全文通过引用结合于此。
发明内容
示例实施例涉及用于减少串话的方法和系统。此外，根据示例实施例的方法和系统提高了跨受到相互串话干扰影响的短的铜双绞线的数据速率。由于组件可以在相对大容量的网络市场中使用，所以该系统可以是低成本的系统。
示例实施例可以在以下环境中实施，其中使用光纤向分配点提供数百Mbps的宽带访问，该访问点之后为长度小于200m的铜双绞线。换句话说，示例实施例可以在运营商接近于订户(例如，在200m之内)的情况下得以实施。
至少一个示例实施例公开了一种确定多入多出(MIMO)系统中的串话的方法。该方法包括在上游信道上从至少一个第一远程节点接收上游导频；基于所接收到的导频确定上游信道系数；在下游信道上向至少一个第一远程节点传送下游导频；在上游信道上从至少一个第一远程节点接收回送导频，该回送导频是该下游导频的回送信号；并且基于所接收到的下游导频确定下游信道系数。
在一个示例实施例中，该上游导频与在其它上游信道上所接收的上游导频互相正交。
在一个示例实施例中，传送该下游导频在接收该上游导频之后传送该下游导频。
在一个示例实施例中，该下游导频互相正交。
在一个示例实施例中，该回送导频被至少一个远程节点所放大。
在一个示例实施例中，该回送导频被至少一个远程节点执行滤波和延迟中的至少一种。
在一个示例实施例中，该方法进一步包括基于该下游信道系数对数据进行预编码，并且将预编码的数据传送至远程节点。
在一个示例实施例中，该方法进一步包括从至少一个第一远程节点接收数据，并且基于该上游信道系数对数据进行后编码。
在一个示例实施例中，接收上游导频包括从至少一个第一远程节点之一接收传送数据的请求，并且从该至少一个第一远程节点和其它第一远程节点接收上游导频。
在一个示例实施例中，确定上游信道系数包括基于之前的上游信道系数确定上游信道系数，该之前的上游信道系数是在接收传送数据的请求之前的信道系数。
在一个示例实施例中，该方法进一步包括基于下游信道系数对数据进行预编码并且将预编码的数据传送至至少一个第一远程节点。
在一个示例实施例中，该方法进一步包括从至少一个第一远程节点接收数据，并且基于上游信道系数对数据进行后编码。
至少另一个示例实施例公开了一种处理器，其被配置为在上游信道上从至少一个第一远程节点接收上游导频；基于所接收到的导频确定上游信道系数；在下游信道上向至少一个第一远程节点传送下游导频；在上游信道上从至少一个第一远程节点接收回送导频，该回送导频是该下游导频的回送信号；并且基于所接收到的下游导频确定下游信道系数。
在一个示例实施例中，该处理器被配置为正交地传送下游导频。
在一个示例实施例中，该处理器被配置为基于该下游信道系数对数据进行预编码，并且将预编码的数据传送至远程节点。
在一个示例实施例中，该处理器被配置为从至少一个第一远程节点接收数据，并且基于该上游信道系数对数据进行后编码。
在一个示例实施例中，该处理器被配置为从至少一个第一远程节点之一接收传送数据的请求，并且从该至少一个第一远程节点和其它第一远程节点接收上游导频。
在一个示例实施例中，该处理器被配置为基于之前的上游信道系数确定上游信道系数，该之前的上游信道系数是在接收传送数据的请求之前的信道系数。
附图说明
示例实施例将通过以下结合附图所进行的详细描述而被更为清楚地理解。图1-5表示如这里所描述的非限制性示例实施例。
图1图示了常规的DSL系统；
图2图示了另一种常规的DSL系统；
图3A图示了根据示例实施例的系统；
图3B图示了图3A的系统的架构；
图3C图示了根据示例实施例的TTVP；
图3D图示了根据示例实施例的TTVR；
图3E图示了根据示例实施例的具有回声和NEXT消除的TTVP；
图3F图示了根据示例实施例的具有回声消除的TTVR；
图4A图示了根据示例实施例的使用导频回送来减少串话的方法；
图4B图示了图4A的方法中的一个一级；
图4C图示了图4A的方法中的一个一级；和
图5图示了根据示例实施例的使用具有NEXT和回声消除的导频回送来减少串话的方法。
具体实施方式
限制将参考其中图示了一些示例实施例的附图对各个示例实施例进行更为全面地描述。
因此，虽然示例实施例支持各种修改和可替换形式，但是其实施例通过示例在图中示出并且将在这里进行详细描述。然而，应当理解的是，并非意在将示例实施例限制为所公开的特定形式，而是与之相反，示例实施例要覆盖落入权利要求范围之内的全部修改、等同形式和替换形式。同样的附图标记贯穿附图的描述而指代同样的要素。
将要理解的是，虽然这里可以使用术语第一、第二等来描述各个要素，但是这些要素并不被这些术语所限制。这些术语仅被用来将一个要素与另一个要素加以区分。例如，第一要素可以被称作第二要素，并且类似地，第二要素可以被称作第一要素，这并不背离示例实施例的范围。如这里所使用的，术语“和/或”包括一个或多个相关联的列举事项的任意且全部的组合形式。
将要理解的是，当一个要素被称作被“连接”或“耦合”至另一个要素时，它可以直接连接或耦合至其它要素或者可能存在中间要素。阈值相反，当一个要素被称作被“直接连接”或“直接耦合”至另一个要素时，则并不存在中间要素。用来描述要素之间的关系的其它词语应当以类似的方式进行解释(例如，“处于...之间”相比“直接处于...之间”，“相邻”相比“直接相邻”等)。
这里所使用的术语仅是为了对特定实施例进行描述而并非意在作为示例实施例的限制。如这里所使用的，除非上下文已经明确另外指出，否则单数形式“一个”(“a”、“an”和“the”)也包括复数。将要进一步理解的是，当在这里使用时，术语“包括”、“包括了”、“包含”和/或“包含了”指定了存在所提到的特征、整数、步骤、操作、要素和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其它的特征、整数、步骤、操作、要素、组件和/或其群组。
还应当注意的是，在一些可替换实施方式中，所提到的功能/动作可以以不同于图中所提到的顺序来进行。例如，根据所涉及的功能/动作，连续示出的两幅图实际上可以基本上同时执行，或者有时可以以相反顺序执行。
除非另外有所定义，否则这里所使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有与示例实施例所述领域的普通技术人员所普遍理解的相同的含义。将要进一步理解的是，例如常用字典中所定义的那些术语应当被解释为具有与其在相关领域背景中的含义相符的含义，并且除非在这里明确如此定义，否则将并不以理想化或过于正式的含义进行解释。
示例实施例的各部分以及相对应的详细描述在软件或者算法以及对计算机存储器内的数据比特所进行的运算的符号表示形式的方面而给出。这些描述和表示形式是本领域技术人员向本领域其它技术人员有效传递其工作实质的描述和表示形式。如这里所使用的术语以及如普遍使用的，算法被理解为导致所期望结果的步骤的自相一致的序列。步骤是需要对物理量进行物理操控的那些步骤。通常，虽然并非必然如此，否则这些量采用光学、电或磁性信号的形式，该信号能够被存储、传输、组合、比较以及以其它方式进行操控。已经证明的是，在原则上出于普遍使用的原因，将这些信号称之为比特、数值、要素、符号、字符、项、数等是便利的。
在以下描述中，将参考可以被实施为程序模块或功能处理的操作的动作和符号表示形式(例如，以流程图的形式)对说明性实施例进行描述，上述程序模块或功能处理包括执行特定任务或实施特定抽象数据类型并且可以在现有网络部件或控制节点使用现有硬件进行实施的例程、程序、对象、组件、数据结构等。这样的现有硬件可以包括一个或多个中央处理器(CPU)、数字信号处理器(DSP)、应用特定集成电路、现场可编程门阵列(FPGA)计算机，等等。
除非另外特别提到或者由于讨论而是显而易见的，否则诸如“处理”或“计算”或“运算”或“确定”或“显示”等的术语是指计算机系统或类似电子计算设备的动作和处理，上述计算机系统对计算机系统的寄存器和存储器内被表示为物理、电子量的数据进行操控并将其变换为在计算机系统的存储器或寄存器或者其它这样的数据存储、传输或显示设备内被类似地表示为物理量的其它数据。
还要注意的是，示例实施例中以软件所实施的方面通常在一些形式的有形(或记录)存储介质上进行编码。该有形存储介质可以是磁性的(例如，软盘或硬盘)或光学的(例如，紧致盘只读存储器或“CDROM”)，并且可以是只读的或随机访问的。示例实施例并不被任何给定实施方式的这些方面所限制。
在向家庭和商业提供数据网络访问的环境中，已经提出并使用了被统称为FTTx的各种技术。在这些技术中，数据使用光纤从网络运营商传递到中间位置，并且该数据使用双绞铜线上的DSL传输从中间位置传输至客户位置。术语FTTdp是指其中中间位置为“分配点”的情形，它们对不足200m的距离内的多达数十个消费者提供服务。国际电信联盟(ITU)已经创立了工作组来研发当前被称作G.fast的推荐标准，其目的是为FTTdp创建基于标准的技术。示例实施例提供了诸如通过FTTdp网络的双绞线分段以高速率(例如，200Mbps)进行数据通信的应用。
图1图示了被配置为实施G.fast的常规系统。如所示出的，系统100包括分配点110和客户前端设备(CPE)1501-150n。分配点110和CPE 1501-150n可以被配置为实施FTTdp。在一些示例实施例中，分配点110可以是DSLAM(数字订户线路访问多路复用器)。在其它示例实施例中，分配点110可以包括与每个用户相关联的个体光网络单元(ONU)以及所连接的四条光纤。将在网络的光纤光学部件中进行四个用户多路复用到单条线路。例如，CPE 1501-150n中的每一个可以处于具有其自己的CPE的单独本地或局端。此外，CPE 1501-150n中的每一个可以传送和接收数据，并且因此可以被称作收发器。
例如，系统100可以是DSL系统、VDSL系统或VDSL2系统。
分配点110可以处于运营商的控制之下。分配点110包括被配置为与网络处理器(NP)120进行通信的ONU 115。如已知的，ONU 115通过光纤信道向位于中心局的光线路终端(OLT)提供高带宽数据连接。ONU将所接收的下游数据帧或分组递送至NP 120，后者随后确定帧或分组的目的地并且相应地将它们转发至适当的G.fast接口。类似地，在上游方向，NP 120将帧或分组从G.fast接口转发至ONU 115。
NP 120向处理设备1251-125n提供信号。处理设备1251-125n中的每一个都提供G.fast接口。虽然所示出的处理设备1251-125n的数量为四个，但是处理设备1251-125n的数量可以大于或小于四个。处理设备1251-125n可以是物理层的单入单出(SISO)处理设备。在一个示例中，处理设备1251-125n针对G.hn(G.9960)家庭网络标准所构建，并且适于进行点对点通信。例如，G.hn家庭网络标准阐述了用于诸如机顶盒、膝上电脑和智能动力箱之类的家庭设备的通信标准。G.hn家庭网络标准允许这些家庭设备以高数据速率进行通信。
处理设备1251-125n中的每一个可以通过相关联的线路驱动器(LD)1301-130n在通信线路L1-Ln上与CPE 1501-150n之一进行通信。通信线路L1-Ln可以是承载电磁信号的双绞线。如应当理解的，该通信并不局限于双绞线。系统100例如可以使用G.hn信号、VDSL信号和以太网信号进行通信。处理设备1251-125n和相关联的LD1301-130n中的每一对可以传送和接收数据，并且因此可以被称作收发器。
处理设备1251-125n对数据进行调制，针对LD 1301-130n生成由待发送的数值的采样序列所构成的时域数字信号。LD 1301-130n随后将该数字信号转换为模拟形式，对其进行放大，并且分别通过通信线路L1-Ln将该模拟信号分别传送至CPE 1501-150n。
图1示出了连接至分配点110的四条通信线路。然而，分配点可以连接至比四条更多数量的线路。此外，预编码群组可以并不局限于连接至单个分配点的线路。预编码群组例如可以包含在多个分配点上进行分布的数十条线路。在这样的情况下，可能要求分配点之间的协调。此外，图1仅示出了通信网络中与理解示例实施例相关的部件。因此，诸如分配点与之连接的网络设备、将分配点连接至这样的设备的链路、中间设备等的设备并未在该附图中示出。
虽然所示出的CPE 1501-150n的数量为四个，但是处理设备CPE1501-150n的数量可以大于或小于四个。每个CPE 1501-150n包括相关联的线路驱动器1551-155n和处理设备1601-160n。
处理设备1601-160n可以与处理设备1251-125n相同或基本上相同，并且因此出于简明的原因将不更为详细地进行描述。
在图1中，分配点110和CPE 1501-150n以距离分隔开来，该距离处于适用于使用与G.hn家庭网络标准中所给出的那些调制技术相同或相似的调制技术的高数据速率通信的通信距离之内(例如，对于200Mbps的通信而言处于200m之内)。因此，处理设备1251-125n和1601-160n可以是G.hn处理设备。如果为了家庭网络市场大量生产G.hn处理设备，则这些网络设备可能与为FTTdp市场专门设计的处理设备相比更便宜。因此，系统100的成本与为FTTdp市场专门设计的处理设备相比有所降低。
为了使得G.hn标准适于点对点的FTTdp应用，可能需要一些改变。在G.hn中，单个传输介质被多个收发器所共享，并且因此DMT符号的传输通过介质访问控制协议进行协调。FTTdp场景的环形拓扑将偏好调度符号传输以及处于上游和下游传输的特定交替周期中。在G.hn中，接收器基于在每个数据帧之前发送的前导符号确定信道系数。对于FTTdp而言，信道系数可能使用初始化过程来确定，并且通过偶发追踪进行维护。然而，调制和解调数据符号所需的大部分核心信号处理可能是相同的。
通信线路L1-Ln可以分别从分配点100扩展至CPE 1501-150n。
然而，如果线路L1-Ln并未充分地物理隔离的情况下，系统100可能受到串话的影响。
更具体地，线路L1-Ln中的任意一条都可以被认为是受害方线路而其余线路L1-Ln则可以被认为是干扰方线路。线路L1-Ln中的每一条可以与一个客户相关联。出于清楚和简明的原因，L1将被描述为受害方线路。
近端串话(NEXT)是在例如通信线路L2-Ln的干扰方线路侧所传送的信号与受害方线路L1的相同端的收发器(未示出)处的信号之间出现的耦合。例如，从LD 1302传送到LD 1301处接收器的信号之间的耦合是近端串话。
与NEXT相反，例如，远端串话(FEXT)可能在从分配点110向耦合至受害方线路L1的干扰方线路L2-Ln发送信号时出现，并且导致对CPE 1501处的接收器的干扰，或者在从CPE 1502-150n向耦合至受害方线路L1的干扰方线路L2-Ln发送信号时出现并且导致对LD1301处的接收器的干扰。
在系统100中，数据速率可能被通信线路L1-Ln之间的串话干扰所影响。
为了避免串话干扰，可以向分配点110增加调度器。该调度器每次允许一个订户进行传送。需要在G.hn处理设备1251-125n和该调度器之间定义接口。以这种方式，每个用户都能够实现高峰值速率而并不被串话所影响。
然而，在使用调度时，通信线路L1-Ln变为共享介质，并且平均数据速率与活动线路的数量成反比。利用调度器，每次仅有一条活动线路。
为了提高性能，可以使用矢量化。矢量化也被称作串话消除。串话消除提高了数据速率并且允许多条线路上的同时通信而不是调度。VDSL2中的串话消除在2010年4月的ITU G.993.5“Self-FEXTcancellation(vectoring)for use with VDSL2 transceivers”，Series G:Transmission Systems and Media,Digital Systems and Networks,ITUG.993.5，中有所描述，这也被称作G.vector推荐标准。
G.vector为VDSL2增加了串话消除能力。这允许跨介质距离(例如，数百米)的高数据速率(例如，数十Mbps)。但是VDSL2标准对于30MHz的限制并不允许G.vector完全利用200m以内的短距离所能够实现的数据速率。换句话说，仅允许VDSL2设备所传送的信号使用从0至30MHz的频率。这在过去并不成为问题，因为高于30MHz的频率通过双绞线线缆行进的并不非常远。然而，现在考虑FTTdp，信号由于线缆很短而并不行进的非常远，并且因此高于30MHz的频率也是有用的。
图2图示了用于矢量化(串话消除)的常规系统。如图2所示，系统200包括分配点210和客户前端设备(CPE)2501-250n。
在系统200中，将G.vector中所描述的技术扩展至使用更高传输带宽新的物理层标准，以获得明显更高的速率。分配点210可以处于运营商的控制之下。分配点210包括被配置为与NP 220进行通信的光网络单元(ONU)215。ONU 215和NP 220分别与ONU 115和NP 120相同，并且因此将不再更为详细地描述。
NP 220向处理设备2251-225n提供信号。虽然处理设备2251-225n的数量被示为四个，但是处理设备2251-225n的数量可以大于或小于四个。处理设备2251-225n针对G.hn家庭网络标准所构建并且适于点对点通信。
分配点210进一步包括频域矢量处理器(FDVP)222。FDVP 222与处理设备2251-225n进行通信。
更具体地，在下游方向，FDVP 222从处理设备2251-225n接收频域信号数据，应用串话滤波系数以针对串话而对该信号数据进行预补偿，并且为处理设备2251-225n提供经预补偿的信号数据。例如，假设物理层基于离散多音调(DMT)信令，则频域数据可以包括复数序列的表示形式，其表示要在若个音调(也被称作副载波)中的每一个上进行传送的星座点。处理设备2251-225n对预补偿频域数据进行处理以生成预补偿时域信号，后者随后被传输至线路驱动器2301-230n。在上游方向，处理设备2251-225n从线路驱动器2301-230n接收受串话影响的时域信号，并且将它们转换为受串话影响的频域信号数据。FDVP222从处理设备2251-225n接收受串话影响的频域信号数据，针对串话应用串话滤波系数以对所接收的信号进行后补偿，并且向处理设备2251-225n提供经后补偿的频域信号数据。处理设备2251-225n随后继续对频域信号数据进行处理，以解调所预期的上游信息。
FDVP 222依据G.vector所支持的基于导频的估计算法来确定频域中的串话滤波系数。该算法是基于：上游和下游发送导频序列、测量误差信号、对FDVP 222转发误差信号以及将所传送导频与误差信号相关。
经由相关联的线路驱动器(LD)2301-230n，处理设备2251-225n中的每一个可以通过通信线路L1-Ln与CPE 2501-250n之一进行通信。例如，处理设备2251可以出于通过通信线路L1向CPE 2501传递用户数据的目的而向LD 2301提供时域信号。除了提供给LD 2301的时域信号之外，连同来自处理设备2251-225n的类似附加信号一起，处理设备2251向FDVP 222提供被基于串话滤波系数处理的附加信号。在预补偿或后补偿之后，FDVP 222向处理设备2251提供返回信号，其由处理设备2251进一步处理，以减少和/或消除从另外线路L2-Ln发出的串话。
CPE 2501-250n中的每一个包括线路驱动器2551-255n和处理设备2601-260n。线路驱动器2551-255n中的每一个可以与线路驱动器(LD)2301-230n相同或基本上相同。
为了实施FDVP 222，处理设备2251-225n必须被配置为支持串话消除。特别地，创建允许处理设备2251-225n向FDVP 222或者从FDVP222进行频域数据通信的接口。此外，对处理设备2251-225n进行控制的硬件或软件必须提供用于发送下游导频信号的机制，以便相对于上游导频信号估计误差信号，并且将误差信号转发至FDVP 222。控制处理设备2601-260n的硬件或软件必须提供用于发送上游导频信号的机制，以便相对于下游导频信号估计误差信号，并且用于通过上游通信信道将误差信号转发至处理设备2251-225n。用来在处理设备2251-225n和处理设备2601-260n之间建立新的通信会话的初始化过程必须进行修改，以避免中断这些处理设备之间的活动通信会话。由于需要支持矢量化所需的所有特殊特征，处理设备2251-225n和2601-260n需要与图1所示的处理设备1251-125n和1601-160n具有实质性不同。结果，处理设备2251-225n不可能通过与用于家庭网络市场的处理设备共享大量生产而降低成本。结果，支持矢量化的系统200预计比系统100更为昂贵。
图3A图示了根据示例实施例的用于消除串话的系统。在图3A中，系统300以并不需要对G.hn处理设备进行任何改变的透明方式而通过矢量化消除串话。也就是说，G.hn处理设备能够在存在和不存在串话的场景下使用。对于串话环境，在信号链的数字和模拟部分之间插入设备；这些设备独立于物理层操作执行矢量化，并且创建实质上无串话的信道。该方法在这里被称作透明时域矢量化(TTV)。这里，信道被称作系统映射输入信号，而以支持通信的方式通过介质输出系统。
除了分配点310包括时域矢量处理器(TTVP)327并且CPE3501-350n包括时域矢量重发器(TTVR)3571-357n之外，系统300与图1中的系统100相同。TTVP 327可以简单地被称作处理器。出于简明的原因，将仅对差异进行描述。
如图3A所示，TTVP 327处于处理设备1251-125n和线路驱动器1301-130n之间的通信路径上。
在图3A中，TTVP 327与TTVR 3571-357n的输入和输出是数字的时域样本。
TTVP 327对下游信号进行预补偿(预编码)并且对上游信号进行后补偿。此外，TTVP 327向CPE 3501-350n发送和从CPE 3501-350n接收导频信号，以确定串话消除功能所需的滤波系数。如以下进一步描述的，TTVP 327基于TTVR 3571-357n上游发送的导频信号对上游信道和相关滤波系数进行估计。TTVP 327基于由TTVP 327下游发送的导频信号估计下游信道，并且随后通过TTVR 3571-357n进行上游回送。结果，TTVP 327可以向处理设备提供无需被设计以使用串话消除的信息。换句话说，可以使用TTVP 327和TTVR 3571-357n消除作为另一类型的SISO处理设备的高容量G.hn处理设备之间的串话。如以下所描述的，TTVP 327使用导频信号确定串话滤波系数。
TTVP 327和TTVR 3571-357n所传送的导频信号可以是正交频分复用(OFDM)信号。
在确定了滤波系数之前，TTVP 327防止来自处理设备1251-125n的信号到达线路驱动器1301-130n。通过在确定滤波系数之前防止信号到达线路驱动器1301-130n，保护了其它通信线路上的活动会话的操作免于受到干扰。例如，如果活动会话处于LD 1302-130n上，则TTVP 327可以在确定了滤波系数之前防止来自处理设备1251的信号到达LD1301，该滤波系数消除从线路L1到线路L2至Ln以及从线路L2至Ln到线路L2的串话。
如以下更为详细描述的，TTVR 3571-357n发送和接收由TTVP 327所使用的导频信号，以确定消除功能所需的串话滤波系数。应当理解的是，TTVR 3571-357n是相同的。因此，在可能的情况下，出于清楚和简明的目的而将仅对一个TTVR进行描述。
TTVR 3571-357n在TTVP 327指示滤波系数正确之前防止物理层信号到达LD 1301-130n。在正常操作中，TTVR 3571-357n接收作为输入的值并且将它们作为输出重发。为了防止信号到达LD 1301-130n，TTVR 3571-357n和TTVP 327另外提供零值作为输出。TTVP 327可以通过TTVP 327和TTVR 3571-357n之间的控制信道来通知滤波系数正确。例如，TTVP 327和TTVR 3571-357n可以使用特定频率的差分相移键控(DPSK)信令。如果使用窄带宽，则数据信道和控制信道之间的干扰可以受到限制。在示例系统中，可以使用具有16KHz副载波间隔的4096个DMT副载波对数据进行调制，而控制信道则可以使用占用大约1KHz带宽的DPSK信令。
TTVP 327包括预编码器以便对针对CPE 3501-350n的下游信号进行预编码。该预编码器是依赖于频率的。因此，TTVP 327被配置为将时域样本变换到预编码器的频域之中并且随后将预编码的数据从频域变换为时域样本。该预编码器例如可以通过交叠相加(overlap-and-add)快速傅里叶变换(FFT)方法来实施。
在预编码滤波器所实施的交叠相加FFT方法中，T个时间样本由W个样本进行填充以零，应用(T+W)点FFT以获得(T+W)个傅里叶分量。该过程针对来自n条活动线路的信号并行执行。随后，针对每个傅里叶分量，来自n条活动线路的n个数值的矢量被乘以n乘n矩阵以获得预补偿(预编码)矢量(下游)或后补偿的矢量(上游)。随后，对每条线路上的结果应用反向(T+W)点FFT，产生T+W个时间样本。前T个样本被加至先前迭代的W个所保存值以产生T个输出样本，而其余W个值则被保存以便在下一次迭代中使用。在选择参数W和T时，参数W应当足够大以覆盖大于直接和串话信道的延迟分布的时间周期。参数T应当足够大以保持相对窗口开销(T+W)/T充分小。FFT大小T+W并不需要与处理设备1251-125n用于DMT解调的FFT大小相同，并且在一些情况下有利地可以明显更小。
对于上游导频，TTVR 3571-357n临时忽略来自处理设备1601-160n的物理层数据，并且替代地发送时域导频样本。来自给定TTVR3571-357n的上游导频信号将通过直接信道或通过串话而传播至所有的FTTdp LD 1301-130n。例如，TTVR 3571接收来自处理设备1601的物理层样本。TTVR 3571在正常情况下将把该物理层样本传递至LD1551。在上游导频操作期间，替代于传递该物理层样本，TTVR 3571插入时域导频样本。
TTVP 327从LD 1301-130n接收时域信号，这些时域信号是从由每个TTVR 3571-357n插入到上游信道中的导频信号所产生的。所接收的导频被TTVP 327用来估计上游直接信道和串话信道系数。在TTVR3571-357n插入导频信号的同时，TTVP 327可以将所产生的样本传送至物理层，这是具有数值零的样本或随机噪声。这对于上游的物理层接收器(例如，处理器设备1251)表现为信号的临时丢失或脉冲噪声。
对于下游导频，TTVP 327临时忽略来自处理设备1251-125n的物理层信号，而是替代地发送时域导频样本。
例如，每个处理设备1251-125n以某个时钟速率发出数字序列；这是每个时钟周期结束时的不同数字。TTVP 327以相同速率读取那些数字，并且以相同速率在另一侧产生去往相对应的LD 1301-130n的数字。与上游类似，LD 1301-130n在每个时钟周期向TTVP 327发送一个数字，并且TTVP 327在每个时钟周期向处理设备1251-125n发送一个数字。这些数字可以被称作物理层信号。
在一个示例中，TTVP 327从处理设备1251接收物理层信号样本。替代于向LD 1301传递物理层样本，TTVP 327插入时域导频信号。TTVP 327被配置为针对系统300中(例如，TTVP 327和所有LD1301-130n之间的)所有信道利用时域导频样本替换物理层样本。
TTVR 3571从LD 1551接收由TTVP 327插入到LD 1301的导频信号所产生的时域信号以及TTVP 327插入到LD 1302-130n中的导频信号所产生的串话。基于所接收的导频信号，TTVR 3571提供接收自所接收的导频信号的反馈信息。在至少一个示例实施例中，TTVR 3571对所接收的导频信号进行处理以估计下行链路信道系数，并且通过通信信道将结果发送给TTVP 327。
如本文中所使用更多术语反馈是指通信系统中诸如CPE的收发器用来向通信系统中诸如分配点的收发器传输从接收的导频信号所得出的数值的手段。
在另一个示例实施例中，TTVR 3571在上游方向回送所接收的下游导频信号，该信号有所放大并使得TTVP能够形成其自己的估计的信道系数。在另一个示例实施例中，可以在没有放大的情况下进行回送。导频信号和回送导频对于下游和上游物理层接收器(处理设备1251-125n和1601-160n)表现为信号丢失或脉冲噪声。注意到，回送方法对于时分双工(TDD)而非频分双工(FDD)系统而言更为适宜，因为上游发送的回送信号与下游信号占据类似的频带。该TDD方法参考以下详细描述的图4A进行更为详细的描述。
如图3B所示，系统300被概念性地组织为多个层，除了物理(PHY)、以太网和互联网协议(IP)层之外还有TTV层3000、3100。TTV层3000可以是与TTVP(例如，TTVP 327)相关联的层而TTV层3100可以与TTVR(例如，TTVR 3571)相关联。
图3B所示的架构在TTVP和TTVR之间使用带内通信。由于TTV层3000、3100甚至在没有建立更高层通信会话时也进行操作，所以该通信是带内的。以下下游消息从TTVP传输至TTVR：(1)在具体时间的请求导频信号，其具有指定符号(正或负)，(2)在指定时间的请求回送信号，(3)(例如，在完成预编码器/后编码器训练之后)指示TTVR开始中继US/DS样本的指令，以及(4)(例如，作为之前关闭的过程的一部分)指示TTVR停止中继US/DS样本的指令。此外，可以在下游消息中定义回送放大滤波的参数。
以下上游消息从TTVR传输至TTVP：(1)指示准备好创建连接的指示，以及(2)指示连接即将关闭的指示。此外，可以在上游消息中包括接收到各种下游消息的确认。
在示例实施例中，TTVP和TTVP之间的信令信道实施基于音调的方法，其中TTVP和TTVR在预先制定的下游频率和上游频率上传送导频音调信号。导频音调信号被添加在任意其它通过信道的顶端。TTVP通过以低数据速率(即，使用二进制DPSK)对导频音调进行反转而传输比特。这创建了下游(DS)矢量化操作信道(VOC)。类似地，上游导频音调被调制以创建上游(US)VOC。当TTVR能够检测到DS VOC时，TTVR反射(echo)所接收的比特，在示例实施例中，这提供了正确接收的确认。当TTVR并未检测到DS VOC时，TTVR发送预先制定的空闲图案(pattern)。当TTVR被变比或即将关闭时，US导频音调消失。因此，存在或不存在US导频音调以及所反射的比特提供了US消息。
在示例实施例中，下游消息由TTVP以使用DS VOC的格式进行发送。例如，预先制定的比特序列指示发送导频信号的请求。TTVR在US VOC上的反射比特中确认该请求。随后由TTVR在接收到所反射的消息之后以指定时间延迟发送导频信号。
VOC在存在来自物理层传输的干扰、(在TTV初始化期间)来自其它VOC信道的串话以及包括RFI的外部噪声的情况下进行操作。如下，这些形式的干扰可以被缓解：(1)物理层信号可以被陷波以避免与VOS发生干扰(其在VOC频率无论如何都将会具有低的SNR)。即使物理层并未被陷波，VOC也能够通过在长的时间窗口上进行平均化而实现一定的SNR增益，这是因为VOC调制明显比物理层调制更慢。
如应当理解的，“被陷波”意味着信号被滤波或生成，使得其在某个频率附近没有或几乎没有能量。在信号能量相对频率的图中，该图在所指定的频率具有陷波(突然下沉)。
图3C图示了根据示例实施例的TTVP。
图3C图示了TTVP 327的部分327a。为了简要，图3C图示了用于利用两条线路进行矢量化的部分327a。应当清楚如何针对任意的n而对该示图进行修改。
左上方是用于接收由两个处理设备1251和1252所生成的下游时域样本的接口。右上方是下游时域样本被发送至LD 1301和1302的接口。右下方是从LD 1301和1302接收上游时域样本的接口。左下方是将上游时域样本发送至处理设备1251和1252的接口。
在下游操作中，每个串行至并行转换器328a、328b将来自相关联的处理设备1251、1252的时域样本收集到长度为T的批次之中，并且将零填充到长度为T+W的矢量中。快速傅里叶变换单元330a、330b对相应矢量应用FFT。每个选择器332a、332b在正常操作期间沿着FFT分量通过。在其它时间，选择器332a、332b可以基于TTVP 327的操作模式(例如，信道估计)而插入零值或者来自相关联的导频生成器334a、334b的频域导频信号Pk(f,s)。
预编码器336对傅里叶分量执行2×2的矩阵乘法。反向FFT单元338a、338b将来自预编码器336的输出变换回长度为T+W的相应时域矢量。每个并行至串行转换器340a、340b取得长度为T+W的输出矢量并且使用交叠相加方法生成T个时域输出样本。最后，控制信道传送器342a、342b可以将时域控制信道的信号加到分别来自并行至串行单元340a、340b的输出信号上，以便分别向TTVR 3571-3572发送控制信道消息。
在上游操作中，串行至并行转换器328c、328d将时域样本收集到长度为T的批次中，并且向长度为T+W的相应矢量填充以零。快速傅里叶变换单元330c、330d向分别从串行至并行转换器328c、328d所输出的矢量应用FFT。后编码器344对由FFT单元330c、330d所产生的每个傅里叶分量执行2×2的矩阵乘法。选择器332c、332d接收零值以及后编码器344的输出。如控制器348所指示的，选择器332c、332d基于TTVP 327的操作而输出零值或后编码器344的输出。可替换地，选择器332c、332d可以将指示不可用信号的另一值递送至处理设备1251和1252。
选择器332c、332d例如可以被用来防止从TTVR 3571-3572上游发送至TTVP 327的导频信号被传播至处理设备1251和1252。在一些导频信号并不被认为对于处理设备1251和1252的操作具有不利影响的情况中，可以省略选择器332c、332d。
反向FFT单元338c、338d将来自后编码器344的输出变换回长度为T+W的时域矢量。对IFFT 338c的输入对应于来自LD 1301的时域样本，而对IFFT 338d的输入对应于来自LD 1302的时域样本。
并行至串行单元340c、340d分别取出来自IFFT单元338c、338d的长度为T+W的输出矢量，并且使用交叠相加方法生成T个时域输出样本。从LD 1301、LD 1302所接收的信号的副本被复制并且递送至相关联的控制信道接收器342c、342d，以对来自TTVR 3571和3572的控制消息进行解码。
后编码器输出符号的副本被转发至信道估计器346。在TTVR3571-357n正在通过上游信道传送该导频序列或延迟的回送序列期间，信道估计器346收集具有导频符号的后编码器输出符号，以获得对所产生的串话信道系数的估计。使用所产生的串话信道与现有预编码器336以及如以下进一步详细解释的后编码器344滤波系数的知识，信道估计器346确定新的预编码器和后编码器滤波系数，其将被应用于来自处理设备1251-125n的数据以及来自LD 1301-130n的数据。
控制器348确定TTVP 327要执行何种操作。例如，控制器348确定是执行信道估计、还是以正常滤波模式进行操作。因此，控制器348对图3C所示的所有特征的活动进行协调，确定何时发送导频、何时应用经更新的预编码器和后编码器系数，以及何时向选择器332a-332b施用零值。
图3D图示了根据示例实施例的TTVR。更具体地，图3D图示了TTVR 3571的示例实施例。由于TTVR 3571-357n是相同或基本上相似的，所以出于简明的目的而将仅提供对TTVR 3571的描述。
在下游方向，TTVR 3571在正常情况下将时域所接收的样本直接递送至输出。所接收信号的副本被发送至控制信道接收器360，以对来自TTVP 327的控制消息进行解码。在回送操作期间，所接收信号的另一个副本被转发至放大、滤波和延迟单元362。选择器361接收零值和所接收的信号。选择器361基于TTVR 3571的操作模式输出零值或所接收的信号。
选择器361基于来自控制器370的命令进行操作。当控制器370指示TTVR 3571处于正常操作模式时，选择器361将所接收的样本直接送往下游。当控制器370指示回送操作时，选择器361可以插入零值以防止从TTVP 327下游发送至TTVR 3571的导频信号被传播至处理设备1601。可替换地，选择器361可以将指示不可用信号的另一值递送至处理设备1601。
在那些导频信号并非被预计对处理设备1601的操作具有不利影响的情况下，选择器361可以被省略。
放大、滤波和延迟单元362可以简单地以一些所指定的延迟将所接收信号送至输出，或者放大、滤波和延迟单元362可以另外执行滤波操作。例如，放大、滤波和延迟单元362可以利用滤波器系数的固定集合对所接收信号进行卷积，这实施了有限脉冲响应(FIR)滤波器。可替换地，使用递归滤波器实施方式，放大、滤波和延迟单元362可以获得无限脉冲响应(IIR)滤波器。该滤波器消除了下游信道中依赖于频率的衰减效应，从而放大、滤波和延迟单元362的输出在所有频率上都具有明显的能量。
通过双绞线所发送的信号经历依赖于频率的衰减，尤其在越高的频率衰减就越强。在根据示例实施例的回送估计中，导频信号因此两次衰减，一次是通过线路进行下游输送时，一次则是上游递送回时。这会导致强烈衰减和不良的估计性能，特别是对于最高频率而言。为了提高估计性能，TTVR 3571在回送期间对信号进行放大。为了改进放大而并不违反功率谱密度约束，依赖于频率的放大(至少近似地)等同于双绞线的依赖于频率的衰减并与之相反。
为了完成依赖于频率的放大，放大、滤波和延迟单元362可以包括多个有限脉冲响应滤波器，每个有限脉冲响应滤波器被设计为近似地撤销不同长度的双绞线的衰减。例如，多个有限脉冲响应滤波器可以分别被用于50m、100m、150m和200m的长度，并且可以使用公知的多种优化技术进行设计。
TTVR 3571可以存储相对应的滤波器系数。例如，针对给定滤波长度，在增益不超过在任意频率处个体(unity)的约束下，能够选择多种优化以使得信道和滤波器的乘积尽可能接近于单位增益。基于上游导频，TTVP控制器346决定放大、过滤和延迟单元的哪个回送滤波器将在放大回送信号时有效而并不超过功率约束。TTVP 327随后能够通过控制信道指示TTVR 3571使用哪个滤波器。
通过利用所接收的导频信号对所存储的滤波器系数的序列进行卷积，而应用所选择的滤波器。
在上游方向，TTVR 3571将时域所接收的样本送至选择器364中。选择器364基于来自控制器370的命令进行操作。当控制器370指示TTVR 3571处于正常操作时，选择器364将所接收的样本直接送至输出。当控制器370指示回送操作时，选择器364可以插入零值，或者可以插入来自导频生成器366的时域导频值，或者可以插入从放大、滤波和延迟单元364所获得的经放大、滤波器和延迟的值。最后，控制信道传送器371可以将时域控制信道信号从选择器364加到输出信号上以便向TTVP 327发送控制信道消息。
控制器370负责对TTVR 3571-357n中的所有其它单元的活动进行协调，以确定何时发送导频，以及使用什么参数进行放大和滤波。
图3E图示了根据示例实施例的具有NEXT消除的TTVP。图3E图示了TTVP 327的部分327b。除了部分327b包括耦合至预编码器336的输出以及后编码器334的输入的NEXT消除器349之外，部分327b与部分327a相同。此外，控制器348、传送器342a、342b和接收器342c、342d包括在部分327b中，但是为了清楚起见而将其从图3E中省略。
图3F图示了根据示例实施例的具有回声消除的TTVR。图3F图示了TTVR 3571a。除了TTVR 3571a包括耦合至下游输入和上游输出(选择器364的输出)的回声消除器372之外，TTVR 3571a与TTVR3571相同。此外，控制器370被包括在TTVR 3571a中，但是为了清楚起见而将其从图3F中省略。
NEXT消除器349可以实施被设计为消除近端串话(NEXT)(相同位置处或其附近的不同收发器之间的干扰)以及回声(相同收发器内从传送器到接收器的干扰)的滤波器。回声消除器372可以实施被设计为消除回声的滤波器。消除NEXT和回声允许分配点310和CPU 3501之间的全双工通信。
图3E中示出了NEXT消除器349的频域实施方式，并且图3F中示出了回声消除器372的时域实施方式。
在图3E中，预编码器336的输出信号的副本被递送至NEXT消除器349。NEXT消除器349向预编码器336的输出信号应用滤波器系数，以获得消除信号，该消除信号被加至上游后编码器344输入。所产生的信号被送回NEXT消除器349，以便在对滤波器系数进行训练时使用。在可替换实施例中，时域NEXT消除器能够在来自并行至串行单元340a、340b的时域样本上进行操作。
在图3F中，TTVR 3571a的输出信号的副本被递送至回声消除器372。回声消除器372对这些信号应用滤波器系数以获得消除信号，该消除信号被加至下游TTVR输入信号。所产生的信号被反馈到回声消除器372，以便在对滤波器系数进行训练时使用。
图4A图示了使用导频回送减少串话的方法。
通常，通过矢量化而执行跨通信线路的串话消除。在所有线路终止的情况下，在分配点310的运营商一侧执行预编码和后编码。
为了实现下游的串话消除，分配点310使用估计处理来确定正确的预编码器系数(滤波串话系数)。通过在下游方向发送导频信号并且随后通过上游通信信道提供反馈，而执行预编码器系数的确定。
图4A的示例实施例提供了一种在客户侧(CPE 3501-350n)利用最小信号处理能力来估计下游串话信道的方法。特别地，CPE3501-350n具有上游发送信号的能力，但是在分配点310和CPE3501-350n之间可能并未建立数字通信(或者其中仅建立了最小的低带宽信令信道)。在图4A的示例中，分配点310首先估计上游信道而随后估计下游信道。
以常规方式，分配点(运营商侧)向CPE(客户侧)发送下游导频信号。CPE使用所接收的导频估计下游信道系数。所估计的下游信道系数被量化，并且通过已有的数字通信信道进行上游发送。然而，这种常规方式要求在进行估计之前建立上游数字通信会话。该会话需要具有相当高的数据速率，以便快速进行通信。
以另一种常规方式，CPE向分配点发送上游导频信号。该分配点使用所接收的导频来估计上游信道系数。利用各向同性传输媒体的信道互易性特征而从上游系数得出下游信道系数。然而，对于双绞线信道并非必然保持有互易性，特别是在存在桥接分接头和其它非理想拓扑的情况下。
在G.vector标准中，分配点发送下游导频信号。CPE测量并量化所接收导频信号和所传送信号(误差信号)之间的差异。被量化的误差度量被通过已有数字通信会话而上游发送。分配点基于量化的误差度量估计下游信道系数。然而，G.vector要求具有相当高数据速率的上游数字通信会话(从而初始化并不占用很长时间)。
在示例实施例中，使用G.hn处理设备的至少一个目的是在分配点310和CPE 3501-350n之间建立高数据速率的数字通信会话。位于一侧的二进制数据可以可靠地被传输至另一侧。
此外，上游和下游信道是物理实体。如果某个变化的电压被输入到上游和下游信道之一，则在输出处生成所产生的电压。在至少一个示例实施例中，通过将下游和上游信道级联而创建回送信道。更具体地，回送信道由系统300所创建，其被配置为使得TTVR 3571-357n将其所接收的内容重发回去，这可能是在该内容被放大或滤波之后。换句话说，回送信道是利用处理设备所创建得，该处理设备取得来自LD 1551-155n的数字样本，可选地在时域中执行处理，可选地进一步延迟样本，并且将相对应的数字样本发送回LD 1551-155n以便进行上游发送。
如将参考图4A所描述的，在至少一个示例实施例中，CPE对所接收的下游导频进行放大并且将其回送至上游方向之中。分配点随后能够基于从上游导频单独获得的上游信道的知识而根据所接收的回送信号对下游串话进行估计。该回送方法假设TDD或全双工而不是FDD系统，因为导频信号覆盖上游和下游所有使用的频率。更具体地，数据通信并非必然使用两个方向中的所有频率，但是允许设备在估计处理期间在两个方向的所有频率上发送导频信号。
为了帮助描述图4A的方法，使用图4B-4C。此外，参考系统300对图4A的方法进行描述。然而，应当理解的是，图4A的方法可以由不同于系统300的系统来执行。
如所示出的，在图4A中，该方法在S400开始。在开始时，一些通信会话可以是活动的。例如，图4B图示了其中三个通信会话活动的系统300。更具体地，处理设备1251-1253和1601-1603之间的通信信道是活动的。一个活动的通信信道由实线路径所表示，其从分配点处的G.hn处理设备1251通过TTVP 327，通过LD 1301，跨过双绞线，通过另一个LD 1551，通过TTVR 3571并且最终到达CPE 3501中的G.hn处理设备1601。类似地，实线路径表示处理设备1252和1602之间以及1253和1603之间的活动通信信道。如应当理解的，双绞线上的通信信道发生了图4B中的分配点310和CPE 3501-350n之间的虚线所表示的串话。TTVP 327内的实线和虚线表示3×3的预编码器和后补偿矩阵，其由TTVP 327基于线路驱动器1301-1303和1551-1553之间的串话信道的估计所确定，并且其被设计为消除该串话的影响。更具体地，双绞线上的每个下游和上游传输发生与其余双绞线上的其它传输的串话。结果，在该级中，TTVP 327实施了3×3的预编码器和3×3的后补偿滤波器。
例如，利用特定频率f处的窄带信道，上游信道由以下复矩阵所表示：
HU＝(I+GU)DU   (1)
其中GU是归一化的上游串话矩阵，而DU是表示Hu的对角线元素的上游对角矩阵，并且I是单位矩阵(在对角线上具有1并且所有非对角线元素为零的矩阵)。
下游信道为：
HD＝DD(I+GD)   (2)
其中GD是归一化的下游串话矩阵，而DD是直接增益的下游对角矩阵。如应当理解的，上游和下游信道是多入多出(MIMO)信道。
后编码器344和下游预编码器336中的滤波器系数分别由矩阵CU和CD所表示。符号C将表示各个时间点的滤波器系数。TTVP 327基于串话信道的估计确定C，并且基于激活/去激活事件和/或定期地确定C。
返回参考图4A，分配点310在S410从TTVR 3571-357n接收上游导频信号。更具体地，在当前并没有与分配点的活动通信会话的CPE 350n请求传送数据时，TTVR 3571-357n可以临时防止数据分别从处理设备1601-1603传送至LD 1551-1553，而是替代地向LD 1551-1553发送导频信号，该导频信号是被LD 1551-1553上游传送并且被TTVP327所接收的。TTVR 357n还向LD 155n发送由TTVP 327上游传送和接收的导频信号。所传送的各个导频信号互相正交。
TTVR 3571-357n和TTVP 327使用控制信道对导频信号的传输进行协调和同步。TTVR 357n向TTVP 327告警CPE 350n想要激活。TTVP 327随后指示TTVR1-TTVRn发送上游导频信令。TTVP 327知道上游导频将何时发送，并且解释所产生的上游信号。
在至少一个示例实施例中，例如1251的G.hn处理设备看到所插入零值的序列而不是通常的数据信号。例如，控制器348可以像选择器332c传送命令以指示正在执行信道估计和预编码器/后编码器系数确定。基于从控制器348所接收的命令，选择器332c可以像处理设备1251传送零值，而不是来自后编码器344的输出。接收该零值会导致误差的突发。然而，处理设备1251包括允许从(例如还由脉冲噪声所导致的)误差突发进行恢复的能力。
在至少另一个示例实施例中，选择器338c、338d可能并不存在，或者控制器348可以指示选择器338c、338d将后编码器344的输出送至处理设备1251。G.hn协议可以进行扩展以便理解到该导频信令，并且例如在导频序列被发送时停止发送和接收数据。
由于CPE 350n请求传送数据，所以TTVP 327确定新的上游信道系数，以将来自LD 1551-155n的信道包括到激活的LD 130n中，并且将来自激活的LD 155n的信道包括到LD 1301-130n中。将这些新的系数与之前活动线路的3×3信道矩阵结合创建了新的4×4信道矩阵。
因此，在S420，TTVP 327基于所接收的导频信号确定后编码器系数。对于具有n条线路的系统而言，频率f处的上游结果信道Ru可以由以下形式的n乘n矩阵所表示：
RU＝CU(I+GU)DU   (3)
其中CU是在频率f上活动的n乘n后编码器矩阵，I是n乘n单位矩阵，DU是表示频率f处上游信道中的直接增益的n乘n对角矩阵，而GU是针对频率f的n乘n归一化串话信道矩阵。
TTVP 327可以如下确定上游信道Ru。导频序列由S个DMT符号所组成，其中S通常至少像系统中的线路数量一样大。每个符号在F个频率之一，f＝0,…,F-1，处具有复值。存在与每条线路相关联的导频序列。
在线路k上的符号s期间在频率f处将要进行发送的复值由Pk(f,s)所表示。
符号序列x(s)和y(s)之间的相关被定义为：
< x ( s ) , y ( s ) > = &Sigma; s = 1 s x ( s ) y ( s ) &OverBar; - - - ( 4 )
针对不同线路k和j的导频序列是互相正交的，这意味着它们的相关为零，而使得所有f以及不等于j的任意k而言：
<Pk(f,s),Pj(f,s)>＝0   (5)
TTVP 327和TTVR 3571-357n使用DMT调制将给定导频序列的频域表示形式转换为相对应的时域表示形式。也就是说，对于给定符号s，F个复频域值Pk(f,s),f＝0,…,F-1，如DMT调制中所公知的，由逆FFT(IFFT)进行变换以获得2F个实的、时域样本。如DMT调制中所公知的，这些时域样本进行循环扩展和窗口化以获得对于t＝0,…,T-1被表示为pk(t,s)的T个时域样本。
为了传送导频序列，第一TTVR(例如，3571)首先发送对应于符号1的所有时间样本pk(t,1)，随后发送对应于符号2的所有时间样本pk(t,2)，并且继续传送每个符号的时间样本。第一TTVR可以在一个符号之后立刻发送另一个符号，或者它们可以间歇性发送，其中在导频符号之间发送来自CPE 3501的多个常规上游数据样本。TTVR导频符号可以与TTVP信号处理中所使用的FFT大小相匹配。
线路k上的TTVP 327从LD 1301接收对应于导频信号s的时间样本。这些时间样本可以被表示为yk(t,s)。如DMT调制中所公知的，来自每个符号的2F个连续时间样本的子集可以被TTVP 327选择并且由FFT进行变换以获得由Yk(f,s)所表示的F个复频域值。在应用了后编码器344之后，所产生的信号可以被表示为Wk(f,s)。TTVP 327能够对所接收的信号执行信号处理，以便估计所产生的上游串话信道系数(通过串话信道和后编码器344的级联所产生)。特别地，TTVP 327可以通过计算下式而对行v和列d中所产生的上游信道值进行估计：
R ^ v , d ( f ) = < W v ( f , s ) , P d ( f , s ) > < P d ( f , s ) , P d ( f , s ) > - - - ( 6 )
换而言之，行v和列d中所产生的上游信道值是由对在线路v利用线路d所发送的导频符号的、所接收的后编码的符号进行相关，并且除以对在线路d上发送的导频符号与其自身相关的结果来确定的。
在一个示例实施方式中，使用时域双工(TDD)以避免近端串话。也就是说，下游和上游传输在时间上进行交替。物理层FTTdp协议负责确保数据信号的TDD传输。然而，在串话估计阶段期间，TTVP 327和TTVR 3571-357n共同工作以确保使用TDD发送和接收导频，而无论从处理设备1251-125n和1601-160n所接收的输入信号如何。
在一个示例实施例中，在所有导频序列/串话估计阶段期间，所有TTVR 3571-357n的下游输出选择器361以及TTVP327的上游输出选择器332c、332d全部都被设置为向相关联的处理设备1251-125n和1601-160n发送零值。这确保了更高层不会直接受导频序列影响——其仅受临时的信号丢失影响。
在不同阶段期间，面向LD 1301-130n和1551-155n的TTVR3571-357n和TTVP 327的输出如下进行控制。
在上游估计阶段期间，如下实行TDD。所有TTVR 3571-357n的TTVR上游输出选择器364都被设置为发送上游导频序列。所有线路的TTVP下游输出选择器332a、332b都被设置为发送零值(从而所接收的导频值不被NEXT损坏)。
返回参考图4B，在具有4条线路的系统中，其中三条线路是活动的，而第四条要被初始化，Cu是4×4后编码器，其中右上方的3×3子矩阵是3×3后编码器，并且其中其余矩阵元素从单位矩阵I所取得。
在确定上游信道Ru之后，TTVP 327如下确定要由后编码器344所实施的新的后编码器系数：
C &prime; U = ( R U diag C U - 1 R U - 1 ) - 1 C U - - - ( 7 )
使用新的后编码器系数C'U，TTVP 327消除了来自上游信道的串话，导致
R'U＝DU   (8)
在另一个示例实施例中，TTVP 327可以使用针对信道反转的第一阶近似而对后编码器344中所实施的后编码器系数Cu进行更新。也就是：
C'U＝CU+I-RUdiag(RU)-1   (9)
这也是一个需要较少计算的合理实施例，但是将不会完全消除串话。中等复杂度的示例实施例为：
C'U＝(2I-RUdiag(RU)-1)CU   (10)
等式(7)和(10)涉及如美国专利申请号13/016376“MultiplicativeUpdating Of Precoder Or Postcoder Matrices For Crosstalk Control In ACommunication System”中所教导的方法，其全部内容通过引用结合于此。
在TTVP 327确定了上游信道之后，TTVP 327使用下游导频和上游回送对下游信道进行测量。返回参考图4A，一旦确定了上游信道R'U，TTVP 327就在S430跨通信线路L1-Ln向相关联的TTVR3571-357n传送正交下游导频信号。在S430，TTVP 327忽略从处理设备1251-125n所发送的数据并且TTVR 3571-357n忽略来自处理设备1601-160n的数据。
关于上游和下游导频序列，在一个示例实施例中，上游和下游导频信号被设计为使得：
|Pk(f,s)|2≤M(f)   (11)
其中M(f)指定了用于以频率f进行传输的最大功率。所有频率上的|Pk(f,s)|2之和并不超过任何总功率约束。pk(t,s)的峰均比允许由LD进行高保真度的调制(没有或几乎没有斩波)。
例如，导频序列可以基于满足功率约束而使得相对应的时域表示形式b(t)满足峰均比条件的基本符号B(f)。例如，为了以高概率实现良好的峰均比条件，B(s)的元素可能是针对每个音调随机独立选择的4-QAM数值。
针对每条线路k，二进制序列qk(s)由TTVP 327所确定(即，针对每个s，qk(s)＝-1或1)，而使得分配至不同线路的二进制序列是互相正交的。例如，该序列可能从S×S的Walsh-Hadamard矩阵所获得。
该导频序列由TTVP 327使用基本符号与二进制序列的外积构造为
Pk(f,s)＝B(f)qk(s)   (12)
在S430，所有TTVR 3571-357n的TTVR上游输出选择器364都被设置为发送零值。TTVP下游输出选择器332a、332b针对所有线路都被设置为发送下游导频序列。在该部分期间，所接收的值被TTVR3571-357n缓冲在放大、滤波和延迟单元362中。
在S440，每个TTVR 3571-357n回送所接收的每个导频信号。换句话说，每个TTVR 3571-357n在上游方向重新传送所接收的导频信号。在一些示例实施例中，每个TTVR 3571-357n可以对所接收的导频信号进行滤波和放大，并且随后传送该导频信号。
所有TTVR 3571-357n的TTVR上游输出选择器364都针对放大、滤波和延迟单元362中所存储的经放大、滤波和延迟的信号进行设置。所有线路的TTVP下游输出选择器332a、332b被设置为发送零值(而使得所接收的导频值并不被NEXT所损坏)。
在回送中所使用的放大可以由TTVR 3571-357n以许多方式完成。例如，可以在不违反CPE 3501-350n处的功率约束的情况下实施对角放大矩阵L(f)。
在不同的示例实施例中，滤波和放大参数由CPE 3501-350n基于上游信道的知识所指定。或者，该参数由CPE 3501-350n基于所接收的下游导频信号的属性所确定。
同样在S440，分配点310接收回送的导频信号。在接收到回送的导频信号时，TTVE 327确定回送信道系数。回送信道被认为由下游信道、放大滤波器(如果存在)和上游信道的级联所形成。
回送信道可以被定义为：
RL＝C'U(I+GU)DULDD(I+GD)CD＝DULDD(I+GD)CD   (13)
对于下游回送的情形，可以以与以上所描述相同的方式定义导频序列，但是时域导频pk(t,s)从TTVP 327被传递至LD 130k。信号由TTVR 3571-357n上游回送，并且因此yk(t,s)表示从LD 1301-130n发送回TTVP 327的所产生的时域值。如上，TTVP 327对值yk(t,s)进行处理以获得后编码的符号Wk(f,s)，其如以上等式(6)中与导频符号进行相关以获得对行v和列d中所产生的回送信道值的估计。
在S440，TTVP 327接收通过回送信道RL发送导频信号的结果。在S450中，这些所接收的信号连同所传送导频的知识一起能够被用来确定预编码器系数。基于RL和CD的知识，TTVP 327生成新的预编码器系数：
C &prime; D = C D ( diag ( R L C D - 1 ) - 1 R L ) - 1 - - - ( 14 )
其使得回送信道对角化，导致：
R'L＝DULDD   (15)
其中L是其中第i个对角线元素是TTVR在通信线路i上所应用的回送放大的对角矩阵。在另一个示例实施例中，TTVP 327可以使用针对信道反转的第一阶近似而更新预编码器336中所实施的系数。也就是：
C'D＝CD+I-diag(RL)-1RL   (16)
中等复杂度的另一个示例实施例是：
C'D＝CD(2I-diag(RL)-1RL)   (17)
下游信道也被对角化
R'D＝DD(I+GD)C'D＝DD   (18)
结果，所更新的预编码器336与下游信道的级联提供了从处理设备1251-125n到处理设备1601-160n的几乎无串串话的结果信道，并且，上游信道和所更新的后编码器的级联提供了从处理设备1601-160n到处理设备1251-125n的几乎无串话的结果信道。随后能够如图4C所示，在线路Ln上建立活动通信会话，而并不影响L1-L3上的现有活动会话。以上讨论以处于频率f的单个窄带信道为背景而给出。该方法在具有不同频率的多个信道时也进行工作，例如在离散多音调系统中。之前所描述的每个信道矩阵因此变为频率的矩阵数值函数，例如RU(f)。
图5图示了使用具有NEXT和回声消除的导频回送来减少串话的方法。图5所示的方法至少可以由图3E所示的TTVP以及图3F所示的TTVR来执行。在图5中，TTVP在S510接收上游导频，在S520确定后编码器系数，在S530传送下游导频，在S540确定NEXT消除器系数，在S545传送下游导频并接收回送导频，并且在S550确定预编码器系数。
步骤S500、S510、S520和S550分别与图4A所示的步骤S400、S410、S420和S450相同或基本上相同。因此，出于简明的原因随后将不会更为详细地描述步骤S500、S510、S520和S550。
在S530，TTVP传送下游导频以在S540确定NEXT消除器系数。NEXT消除器系数可以使用任意已知方法来确定。此外，在S530，TTVR可以确定在回声消除器中所实施的系数。
在图5中，图4的步骤S430和S440可以同时而不是顺序执行。因此，在S545，TTVP同时传送下游导频并接收回送导频。例如，信息可以在比发送导频符号或整个导频序列的时间相比更短的时间内沿线路向下行进。由于在S540对NEXT消除器进行训练并且在S530对回声消除器进行训练，所以能够使用全双工并且上游和下游发送的信号并不互相干扰。因此，虽然TTVP处于发送导频序列的途中，但是TTVP接收该导频序列的第一值。在全双工模式中，只要接收到下游导频，TTVR马上将所接收的下游导频的值进行上游发送(回送)，而并不等待TTVP完成导频序列的最后值的发送。
如所描述的，图4A和图5允许在不需要数字上游通信会话的情况下对下游MIMO(多入多出)信道进行估计。结果，在构建能够消除串话的MIMO系统时可以使用针对SISO(单输入单输出)通信所设计的CPE组件，并且因此实现明显更高的数据速率。
与下游估计的常规方法相比，示例实施例有利于利用针对SISO信道所设计的客户侧的收发器硬件和软件模块并且将它们重新用在MIMO环境中，同时实现了串话消除。
特别地，常规方法是针对CPE通过上游数字通信信道向运营商侧提供反馈。该反馈可以是下游信道参数的量化估计的形式，或者是所接收导频信号、误差信道等的量化量度。G.vector标准能够被视为常规方法的代表性示例。
例如，MIMO(G.vector)相对于SISO(VDSL2)所引入的变化包括正常的SISO初始化过程在MIMO估计阶段至少被中断一次。这是因为建立串话估计所必须的上游基本通信信道需要一些初始化。然而，初始化无法进行优化直至完成串话估计。必须要建立用于训练信息的上游反馈的信道。在G.vector的情况下，具有为初始化期间的反馈所创建的特殊信道，以及针对常规操作期间的反馈所定义的另一种机制。需要收集误差度量或串话估计，并且随后将其在反馈信道上进行发送。该处理需要进行配置和管理。
结果，常规方法中的数字反馈需要相对于仅需要处理SISO的系统进行针对软件、固件和或硬件的明显改变。
作为对比，在示例实施例中，MIMO功能与SISO功能分离开来。在信号路径方面，紧接在模数转换之后立即在处理链中早期进行回送。因此，提供反馈所涉及的电路可以在物理或逻辑上与其余SISO组件分离开来。
关于时间方面，MIMO训练可以在常规的SISO训练过程之前全部完成。因此，几乎或完全不需要对SISO训练软件或固件进行改变—MIMO信道在SISO初始化处理开始之前被对角化(虚拟地创建了多个SISO信道)。
如以上所描述的，示例实施例提供了一种减少和/或消除短距离(例如，小于200m)串话的透明的方法。由于分配点仅有200m远，所以家庭网络G.hn处理设备可以在减少串话的系统中使用。而且，使用G.hn处理设备而不是专用处理设备降低了成本。
因此已经对示例实施例进行了描述，显然其可以以许多方式进行变化。这样的变化并不被认为背离示例实施例的精神和范围，并且对于本领域技术人员而言将是显而易见的全部这些修改都意在包括于权利要求的范围之内。

Claims (15)

1.一种确定多入多出(MIMO)系统(300)中的串话的方法，该方法包括：
在上游信道上从至少一个第一远程节点(3501-350n)接收上游导频(S410)；
基于所接收到的导频确定上游信道系数(S420)；
在下游信道上向所述至少一个第一远程节点(3501-350n)传送下游导频(S430)；
在所述上游信道上从所述至少一个第一远程节点(3501-350n)接收回送导频(S440)，所述回送导频是所述下游导频的回送信号；并且
基于所接收到的下游导频确定下游信道系数(S450)。
2.根据权利要求1的方法，其中所述上游导频与在其它上游信道上所接收的上游导频互相正交。
3.根据权利要求1的方法，其中传送所述下游导频(S430)在接收所述上游导频之后传送所述下游导频。
4.根据权利要求1的方法，其中所述下游导频互相正交。
5.根据权利要求1的方法，其中所述回送导频被至少一个远程节点放大。
6.根据权利要求5的方法，其中所述回送导频被所述至少一个远程节点(3501-350n)进行滤波和延迟中的至少一种。
7.根据权利要求1的方法，进一步包括：
基于所述下游信道系数对数据进行预编码；并且
将预编码的数据传送至远程节点(3501-350n)。
8.根据权利要求1的方法，进一步包括：
从所述至少一个第一远程节点(3501-350n)接收数据；并且
基于所述上游信道系数对所述数据进行后编码。
9.根据权利要求1的方法，其中接收上游导频(S410)包括
从所述至少一个第一远程节点(3501-350n)之一接收传送数据的请求；并且
从所述至少一个第一远程节点和其它第一远程节点(3501-350n)接收上游导频。
10.根据权利要求9的方法，其中确定上游信道系数(S420)包括：
基于之前的上游信道系数确定上游信道系数，所述之前的上游信道系数是接收传送数据的请求之前的信道系数。
11.根据权利要求1的方法，进一步包括：
基于所述下游信道系数对数据进行预编码；并且
将预编码的数据传送至所述至少一个第一远程节点(3501-350n)。
12.根据权利要求1的方法，进一步包括：
从所述至少一个第一远程节点(3501-350n)接收数据；并且
基于上游信道系数对所述数据进行后编码。
13.一种处理器(327)，其被配置为：
在上游信道上从至少一个第一远程节点(3501-350n)接收上游导频；
基于所接收到的导频确定上游信道系数；
在下游信道上向所述至少一个第一远程节点(3501-350n)传送下游导频；
在所述上游信道上从所述至少一个第一远程节点(3501-350n)接收回送导频，所述回送导频是所述下游导频的回送信号；并且
基于所接收到的下游导频确定下游信道系数。
14.根据权利要求13的处理器(327)，其中该处理器(327)被配置为：
基于所述下游信道系数对数据进行预编码；并且
将预编码的数据传送至远程节点(3501-350n)。
15.根据权利要求13的处理器(327)，其中该处理器(327)被配置为：
从所述至少一个第一远程节点(3501-350n)接收数据；并且
基于所述上游信道系数对所述数据进行后编码。
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