CN104218810A - 一种升压转换和电容充电的电路装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种升压转换和电容充电的电路装置，包括PWM波输出电路、第一谐振电容、谐振电感、变压器、第一二极管、第二二极管、第一电容组和第二电容组，PWM波输出电路具有一输出端和用于连接一直流供电装置的输入端，变压器的一次侧与第一谐振电容和谐振电感串联后连接到PWM波输出电路的输出端，第一二极管的阳极与第二二极管的阴极对接并形成第一节点，第一电容组的一端和第二电容组的一端连接并形成第二节点，第一电容组的另一端与第一二极管的阴极连接，第二电容组的另一端与第二二极管的阳极连接，变压器的二次侧连接至第一节点和第二节点。本发明的电路装置能够降低PWM波输出电路的损耗和变压器的铜损。

Description

一种升压转换和电容充电的电路装置

技术领域

本发明涉及一种电路装置，尤其是高压电容充电的电路装置。

背景技术

随着高压电设施应用范围越来越广泛，高压电设备由雷击或过电压容易造成设备的损坏并带来了安全隐患问题。目前使用电火花间隙类产品是最优的保护方案，根据接地时定义的电压，调整接地击穿间隙，一旦达到设定电压，基于尖端放电原理，间隙之间的空气被击穿，产生电火花，电流通过该间隙被导入大地。而当电压小于设定击穿电压时，线路与大地之间是绝缘的。而在高压电设备的过压保护中，需要上万伏的电压和足够的触发能量用于触发电火花，因此需要一个升压转换和电容充电的电路装置来完成高压电触发电火花的需求。

图1是先有技术中一种直流-直流变换的电路装置，包括直流电源V，全桥逆变电路1，变压器Tr1，全桥整流电路2以及电容C1，通过调节全桥逆变电路1中每个开关器件的频率和占空比，将直流电源V上的直流电压升压转换为一PWM波输出电压，通过变压器Tr1和全桥整流电路2对电容C1上充电，从而在电容C1上得到所需的直流电压，以供其他所需电路使用。

在将图1所示的电路装置用于间隙触发器中实现升压转换和电容充电过程中时，在不更换直流电源的情况下，随着使用年限的增加，发现图1中的直流-直流变换电路使用寿命较短，不能安全稳定地触发电火花从而保护高压电设备。因此有必要对此电路进行改进，以便长期稳定的应用在间隙触发器中实现升压转换和电容充电。

发明内容

针对上述问题，本发明提供一种升压转换和电容充电的电路装置。

为了实现上述目的，本发明提供一种升压转换和电容充电的电路装置，包括：

PWM波输出电路，所述PWM波输出电路具有一输出端和用于连接一直流供电装置的输入端；

第一谐振电容；

谐振电感；

变压器，所述变压器的一次侧与所述第一谐振电容和所述谐振电感串联后连接到所述PWM波输出电路的输出端；

第一二极管和第二二极管，所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极对接并形成第一节点；

第一电容组和第二电容组，所述第一电容组的一端和所述第二电容组的一端连接并形成第二节点，所述第一电容组的另一端与所述第一二极管的阴极连接，所述第二电容组的另一端与所述第二二极管的阳极连接；

所述变压器的二次侧连接至所述第一节点和第二节点。

本发明的上述实时方式在变压器二次侧输出电流的正半周期，通过第一二极管对第一电容组充所需的一半电压，在变压器二次侧输出电流的负半周期，通过第二二极管对第二电容组充所需的一半电压，这样可以在第一电容组和第二电容组两端得到所需的总电压，并且随着分别给第一电容组和第二电容组的充电电压减半，使得变压器一次侧的环路电流减小，导致续流二极管的损耗和变压器的损耗降低。

优选的，升压转换和电容充电的电路装置还包括第二谐振电容，第二谐振电容与变压器的一次侧并联。第二谐振电容与变压器的一次侧并联再与第一谐振电容和谐振电感串联后连接到PWM波输出电路的输出端，从而构成一个串并联谐振电路。

优选的，还包括第三二极管、第一电阻、第一电感和触发电容，所述第三二极管、第一电阻、第一电感和触发电容串联后并联在所述第一电容组的另一端和所述第二电容组的另一端之间。第一电容组和第二电容组可以对触发电容连续多次的充电，从而通过触发电容连续多次放电提高了间隙触发器触发电火花的可靠性。

优选的，还包括超级电容组和充放电电路，充放电电路用于对所述超级电容组进行充电和放电；所述充放电电路与所述超级电容组串联后连接在所述PWM波输出电路的输入端。在不需要触发电火花的时候，对超级电容组进行充电，当间隙触发器中的触发命令到达时，充放电电路将超级电容组上电能立即通过本发明的电路装置储存到第一电容组和第二电容组上，因此，充放电电路和超级电容组能够有效的实现充放电功能，当光电供电系统输出电压降低时，也能实现快速的给第一电容组和第二电容组充电，从而降低了对光电供电系统的选型要求，也能增加间隙触发器工作的可靠性和使用寿命。

优选的，所述超级电容组包括并联的一个或多个超级电容。

优选的，所述充放电电路包括第一开关器件、第二开关器件和滤波电感，所述第一开关器件和第二开关器件并联后与所述滤波电感串联。

优选的，所述第一电容组和第二电容组的电容值相同。第一电容组和第二电容组串联连接，两者都只需要充所需要的电压的一半即可，同时还可以选择击穿电压减半的电容，这对选择电容上具有很大的便利性。

优选的，所述第一电容组和第二电容组串联后的电容值大于所述触发电容的电容值。当第一电容组和第二电容组可以储存的电荷多，充电后可以多次给触发电容充电。

优选的，所述PWM波输出电路包括四个开关器件和分别与四个开关器件反向并联的四个续流二极管，四个开关器件和四个续流二极管构成全桥逆变电路。

优选的，所述开关器件的导通频率小于所述第一谐振电容和所述谐振电感形成的谐振电路的谐振频率的1/2。这样，在PWM波输出电路的输出端串联LC谐振电路能够获得平均值恒定的谐振电流，同时使得PWM波输出电路中的开关器件处于断续导通模式，即开关频率低于谐振频率一半时的不连续导电模式，开关器件工作在零电流开关条件下，因此能够极大的减小开关器件的损耗，另外，PWM波输出电路为电流断续工作方式，具有电流源的特性和自动过载保护的功能，一次侧电流不受二次侧电流影响，具有较强的抗负载短路能力。

优选的，还包括一直流电源，所述直流电源连接在所述PWM波输出电路的输入端。直流电源可以和间隙触发器中的光电供电系统共同对升压转换和电容充电电路装置进行供电，也可以在光电供电系统损坏或输出电能降低的时候单独供电。

附图说明

以下附图仅旨在于对本发明做示意性说明和解释，并不限定本发明的范围。其中，

图1是现有技术中用于升压转换和电容充电的电路装置。

图2是本发明第一个实施例的升压转换和电容充电的电路装置。

图3是本发明第二个实施例的升压转换和电容充电的电路装置。

图4是本发明第三个实施例的升压转换和电容充电的电路装置。

图5是本发明第四个实施例的升压转换和电容充电的电路装置。

主要元器件符号说明

11  PWM波输出电路

21  PWM波输出电路

12  充放电电路

13  超级电容组

T11、T13  PMOSFET(即P型金氧半场效晶体管)

T12、T14  NMOSFET(即N型金氧半场效晶体管)

T15、T16、T17、T18、T19  IGBT（即绝缘栅双极型晶体管）

D11～D22  二极管

C11、C12、C13、C14、C15  电容

L11、L12、L13  电感

Tr11  变压器

R11  电阻

B  直流电源

具体实施方式

在对图1所示的电路装置进行研究后，发现全桥逆变电路1中的开关器件在导通或截止状态中，开关器件会有大量的损耗，另外直流电源提供的电压会逐渐的降低，都将导致不能长期稳定触发电火花。为了持续的提供电能用于通信、测量、控制和点火，通常会选择能够实现光电转换的直流供电装置，以将外部提供的光能转换为电能用于供电，因此选择光电供电系统作为主要电能供电装置，随着光电供电系统使用时间进一步的增加，光电供电系统的能量供应逐渐的减少，输出电压逐渐的降低，有可能不能满足所需要的升压转换和电容充电的电压，从而有可能给高压电设备带来了安全隐患。另外，由于在间隙触发器中的触发电容上的电能只有在触发电火花的时候才放电，在两次触发之间不会放电而是保持一个所设定的直流电压，随着充电电压越来越高，充电电流会越来越低，此时光电供电系统供应的能量被续流二极管和变压器损耗，导致能量的利用率非常的低。然而图1中直流-直流变换电路装置中的电容C1工作过程中是在快速地实现充放电功能，电容C1上并不会一直存在环路电流过大而导致续流二极管和变压器损耗过大问题。再者，图1中的直流电源V是一个能够在短期提供较大电能的供电装置，因环路电流过大而引起的续流二极管和变压器损耗相对于直流电源V提供的电能非常微小，可以忽略不计，因此，因环路电流引起的续流二极管和变压器损耗在直流-直流变换电路并不是一个需要特别考虑的技术问题。即便图1中的直流电源V提供的电能降低时，会马上更换新的直流电源，因此研究人员针对这样的直流-直流变换电路更多地考虑的是减小直流-直流变换电路中开关器件的损耗和定期更换直流电源。然而在间隙触发器中，触发电火花的频率较低、时间并不固定，为了能够长期供电保护高压电设备，通常会选择能够实现光电转换的直流供电装置，以将外部提供的光能转换为电能用于供电。但是，实现光电转换的直流供电装置的输出电压较低，只有几伏特，提供电能的能力有限，并且随着使用年限的增加，提供电能的能力会逐渐地降低。在这种情况下，为了不经常更换直流供电装置，且长期稳定的保护高压电设备，在充电过程中因环路电流所引起的续流二极管和变压器损耗将不能忽略。基于这样的研究结果，发明人对现有的电路装置进行了改进。

为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图说明本发明的具体实施方式。

图2是本发明第一个实施例的升压转换和电容充电的电路装置。如图2所示，包括PWM波输出电路11、电容C11、电感L11、变压器Tr11、二极管D15和二极管D16，电容C12和电容C13。PWM波输出电路11包括四个开关器件和四个二极管构成的全桥逆变电路，即包括P型金氧半场效晶体管（PMOSFET）T11、PMOSFET T13、N型金氧半场效晶体管（NMOSFET）T12、NMOSFET T14共四个开关器件，以及二极管D11、二极管D12、二极管D13、二极管D14。其中PMOSFET T11和二极管D11反向并联连接，即PMOSFET T11的漏极和二极管D11的阴极连接，且PMOSFET T11的源极和二极管D11的阳极连接。另外，PMOSFET T13和二极管D13反向并联连接，NMOSFET T12和二极管D12反向并联连接，NMOSFET T14和二极管D14反向并联连接。PMOSFET T11的漏极和PMOSFET T13的漏极连接，NMOSFET T12的源极和NMOSFET T14的源极连接，PMOSFET T11的源极与NMOSFET T12的漏极连接，PMOSFET T13的源极与NMOSFETT14的漏极连接。PMOSFET T11的漏极和NMOSFET T12的源极为PWM波输出电路11的输入端，PMOSFET T11的源极和PMOSFET T13的源极为PWM波输出电路11的输出端，PWM波输出电路11的输入端与一个能提供电压为U的直流供电装置（图中未示出）连接。电容C11、电感L11和变压器Tr11的一次侧串联在PWM波输出电路11的输出端。二极管D15和阳极和二极管D16的阴极连接形成了第一节点，电容C12的一端和电容C13的一端连接并形成第二节点，电容C12的另一端和二极管D15的阴极连接，电容C13的另一端和二极管D16的阳极连接，变压器Tr11的二次侧连接在第一节点和第二节点上。

在本发明的实施例中，电容C12和电容C13的电容值相同，在其他的实施例中，电容C12和电容C13还可以分别为由多个电容串并联构成的电容组，每个电容组的电容值相等。

在本发明的电路装置的工作过程中，上述四个开关器件的导通频率小于第一谐振电容C11和所述谐振电感L11形成的谐振电路的谐振频率的1/2。可以通过一个控制装置（图中未示出）在四个开关器件PMOSFET T11、PMOSFET T13、NMOSFET T12、NMOSFETT14的栅极分别提供脉冲宽度调制（PWM）信号，并且控制PWM信号的频率从而使得四个开关器件的开关频率低于电容C11和电感L11的谐振频率的一半，使得四个开个器件工作在不连续导电模式，即断续导通模式下（DCM），从而使得开关器件在零电流导通，从而极大的减少了开关器件的损耗，PWM波输出电路11为电流断续工作方式，具有电流源的特性和自动过载保护的功能。PWM波输出电路11的输出端和电容C11、电感L11和变压器Tr11的一次侧串联连接，从而得到一个平均电流恒定的谐振电流。同时，在变压器Tr11的二次侧电流输出的正半周期内，电流通过二极管D15对电容C12充电，在变压器Tr11的二次侧电流输出的负半周期内，电流通过二极管D16对电容C13充电。由于电容C12和电容C13串联连接，因此只需要分别在电容C12和电容C13上充所需总电压的一半即可。由于变压器并非理想的变压器，随着电容C12和电容C13上电压逐渐的增加，对电容C12和电容C13的充电电流逐渐减小。当电容C12和电容C13的总电压等于所需要的总电压时，此时变压器Tr11的二次侧的充电电流最小，导致谐振电流中的很小一部分电流对电容C12和电容C13进行充电，从而在变压器Tr11的一次侧形成了较大的环路电流。此时二极管D11和二极管D14构成一个环路电流回路，从而使得二极管D11和二极管D14形成了两个续流二极管；二极管D12和二极管D13构成了另一个环路电流回路，从而使得二极管D12和二极管D13形成了另外两个续流二极管。相比较现有技术对电容C1充电得到所需要的总电压，当本发明采用两个串联的电容C12和电容C13，并且在正负半周期分别对电容C12和电容C13充电得到所需要的一半电压时，此时环路电流会减小，四个续流二极管D11、D12、D13和D14中的损耗减少，同时变压器Tr11中的铜损也减少了。有效的提高了电能利用效率。

图3是本发明第二个实施例的升压转换和电容充电的电路装置。如图3所示，其与图2基本相同，区别在于还包括二极管D17、电阻R11、电感L12和电容C14，二极管D17、电阻R11、电感L12和电容C14依次串联连接后的一端连接在二极管D15的阴极，另一端连接在二极管D16的阳极，即并联在电容C12和电容C13的两端。其中电容C14的电容值小于电容C12和电容C13串联后的电容值，因此电容12和电容C13可以用来储存更多的电能，电容C14作为触发电容，当电容C14上的电能放电时，产生一次打火现象，此时，电容C12和电容13会迅速对电容C14充电，电容C14可以再次放电产生打火现象，因此，通过电容C12和电容13对电容C14的快速充电，可以形成连续的打火，从而保证了打火的可靠性，增加了高压电设备的安全性能。

图4是本发明第三个实施例的升压转换和电容充电的电路装置。其与图3基本相同，区别在于包括直流电源B、充放电电路12和超级电容组13，充放电电路12和超级电容组13串联后连接在PWM波输出电路的输入端，直流电源B连接在PWM波输出电路的输入端。充放电电路12包括绝缘栅双极型晶体管（IGBT）T15、二极管D18和电感L13，IGBTT15和二极管D18并联连接后与电感L13串联，即IGBT T15的集电极和二极管D18的阴极连接至直流电源B的正极，IGBT T15的发射极和二极管D18的阳极连接至电感L13的一端，电感L13的另一端和超级电容组13串联后连接至直流电源B的负极。在本实施例中，超级电容组13是由两个电容并联连接的，在其他的实施例中，超级电容组13还可以是由多个电容串并联连接。IGBT T15作为充电开关器件还可以由MOSFET等开关器件代替，二极管作为放电开关器件也可以由IGBT或MOSFET等其他可控或不可控开关器件代替。当然，在其他的实施例中，直流电源B可以是另一个光电供电系统。由于间隙触发器的触发频率很低，在相邻的两次触发会间隔较长的时间，因此可以通过IGBT T15、电感L13对超级电容组13进行缓慢充电，当超级电容组13上的电压等于或略小于所提供的直流电压时，充电停止。当触发电容放电时，超级电容组13上储存的电能会迅速的放电。随着光电供电系统使用时间的增加，输出的电压会降低，并且提供的电能也会降低，由于超级电容组13具有非常好的电能储存能力，在非触发时间段内，对超级电容组13进行充电，当需要电能时候，通过超级电容进行放电，从而能够一直保持升压转换和电容充电电路装置对电能的需求。避免了使用多个光电供电系统，节省了成本，也避免了使用年限的增加而导致高压电设备安全性的降低。增加了电路装置的稳定性、可靠性和使用寿命。

图5本发明第四个实施例的升压转换和电容充电的电路装置。其与图4基本相同，区别在于，在变压器Tr11的一次侧并联有电容C15，以及PWM波输出电路21包括IGBT T16、IGBT T17、IGBT T18、IGBT T19、二极管D19、二极管D20、二极管D21和二极管D22。其中PWM波输出电路21构成一个全桥逆变电路，即IGBT T16和二极管D19反向并联，IGBT T17和二极管D20反向并联，IGBT T18和二极管D21反向并联，IGBT T19和二极管D22反向并联；IGBT T16的发射极和IGBT T17的集电极连接，IGBT T18的发射极和IGBT T19的集电极连接，IGBT T16的集电极和IGBT T18的集电极连接至光电供电系统的高电位输出端，IGBT T17的发射极和IGBT T19的发射极连接至光电供电系统的低电位输出端或地线。IGBT T16的发射极和IGBT T18的发射极作为PWM波输出电路21的输出端。变压器Tr11的一次侧和电容C15并联，再与电容C11和电感L11串联后连接至PWM波输出电路21的输出端，从而构成一个串并联谐振电路。

应当理解，虽然本说明书是按照各个实施例描述的，但并非每个实施例仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

以上所述仅为本发明示意性的具体实施方式，并非用以限定本发明的范围。任何本领域的技术人员，在不脱离本发明的构思和原则的前提下所作的等同变化、修改与结合，均应属于本发明保护的范围。

Claims (11)

1.一种用于升压转换和电容充电的电路装置，其特征在于，该电路装置包括：

PWM波输出电路（11；21），所述PWM波输出电路（11；21）具有一输出端和用于连接一直流供电装置的输入端；

第一谐振电容（C11）；

谐振电感（L11）；

变压器（Tr11），所述变压器（Tr11）的一次侧与所述第一谐振电容（C11）和所述谐振电感（L11）串联后连接到所述PWM波输出电路（11；21）的输出端；

第一二极管（D15）和第二二极管（D16），所述第一二极管（D15）的阳极与所述第二二极管（D16）的阴极对接并形成第一节点；

第一电容组（C12）和第二电容组（C13），所述第一电容组（C12）的一端和所述第二电容组（C13）的一端连接并形成第二节点，所述第一电容组（C12）的另一端与所述第一二极管（D15）的阴极连接，所述第二电容组（C13）的另一端与所述第二二极管（D16）的阳极连接；

所述变压器（Tr11）的二次侧连接至所述第一节点和第二节点。

2.根据权利要求1所述的升压转换和电容充电的电路装置，其特征在于，所述电路装置还包括第二谐振电容（C15），所述第二谐振电容（C15）与所述变压器（Tr11）的一次侧并联。

3.根据权利要求1或2所述的升压转换和电容充电的电路装置，其特征在于，还包括第三二极管（D17）、第一电阻（R11）、第一电感（L12）和触发电容（C14），所述第三二极管（D17）、第一电阻（R11）、第一电感（L12）和触发电容（C14）串联后并联在所述第一电容组（C12）的另一端和所述第二电容组（C13）的另一端之间。

4.根据权利要求1或2所述的升压转换和电容充电的电路装置，其特征在于，还包括：

超级电容组（13）；

充放电电路（12），用于对所述超级电容组（13）进行充电和放电；

所述充放电电路（12）与所述超级电容组（13）串联后连接在所述PWM波输出电路（11；21）的输入端。

5.根据权利要求4所述的升压转换和电容充电的电路装置，其特征在于，所述超级电容组（13）包括并联的一个或多个超级电容。

6.根据权利要求4所述的升压转换和电容充电的电路装置，其特征在于，所述充放电电路（12）包括第一开关器件（T15）、第二开关器件（D18）和滤波电感（L13），所述第一开关器件（T15）和第二开关器件（D18）并联后与所述滤波电感（L13）串联。

7.根据权利要求1或2所述的升压转换和电容充电的电路装置，其特征在于，所述第一电容组（C12）和第二电容组（C13）的电容值相同。

8.根据权利要求7所述的升压转换和电容充电的电路装置，其特征在于，所述第一电容组（C12）和第二电容组（C13）串联后的电容值大于所述触发电容（C14）的电容值。

9.根据权利要求1或2所述的升压转换和电容充电的电路装置，其特征在于，所述PWM波输出电路（11；21）包括四个开关器件（T11，T12，T13，T14；T16，T17，T18，T19）和分别与所述四个开关器件（T11，T12，T13，T14；T16，T17，T18，T19）反向并联的四个续流二极管（D11，D12，D13，D14；D19，D20，D21，D22），所述四个开关器件（T11，T12，T13，T14；T16，T17，T18，T19）和所述四个续流二极管（D11，D12，D13，D14；D19，D20，D21，D22）构成全桥逆变电路。

10.根据权利要求9所述的升压转换和电容充电的电路装置，其特征在于，所述开关器件（T11，T12，T13，T14；T16，T17，T18，T19）的导通频率小于所述第一谐振电容（C11）和所述谐振电感（L11）形成的谐振电路的谐振频率的1/2。

11.根据权利要求1或2所述的升压转换和电容充电的电路装置，其特征在于，还包括一直流电源（B），所述直流电源（B）连接在所述PWM波输出电路（11；21）的输入端。