CN104184325A - 电压控制型dc/dc变换器的快速动态补偿控制装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供的是一种电压控制型DC/DC变换器的快速动态补偿控制装置及控制方法。包括电压控制器(G_v)、电压补偿模块(VCM)、电流限制模块(CLM)和PWM调制器。由于受功率开关器件开关频率的限制，中大功率变换器的控制环路带宽较低，在一般的电压闭环控制下，当负载突变时会导致其输出电压出现较大的波动，本发明根据所测试的变换器本身固有的开环特性对控制系统中调整占空比的数字控制量进行直接修正，从而达到快速补偿的目的。

Description

电压控制型DC/DC变换器的快速动态补偿控制装置及控制方法

技术领域

本发明涉及的是一种DC/DC变换器的动态补偿控制技术。

背景技术

对于中大功率的DC/DC变换器，当负载电流突变时，由于受电力电子器件开关频率、电压控制环带宽及滤波电路等的限制，由于控制系统整体上呈现低通特性，不同系统对高频信号具有不同的衰减和时延反应，因此其对占空比的线性调节比相对较慢，造成控制作用的滞后，使系统无法快速跟踪负载电流的需求的变化，造成电压的显著波动，严重时可能使输入电压范围较窄的敏感电子负载掉电。

为了改善直流电源负载变时的响应速度，减小输出电压的跌落，相关学者已经进行了深入研究。文献“具有最优动态响应的PWM型DC/DC变换器非线性控制新策略”，《中国电机工程学报》Vol.23(12)，2003.12，通过引入一个非线性积分器，并采用等间隔反向线性复位的方式，强制被控开关量平均值在每个完整的开关周期中严格等于控制基准来保证系统控制的快速性，但这种方法应用较为复杂，且依赖于较准确的系统参数，不便于过程化。

深圳航天科技创新研究院申请的专利号为CN200810100401.9，名为“具有快速动态响应的自适应数字DC/DC控制方法及变换器”的专利文件中，通过检测输出电压的不同变化量，采用切换两组具有不同动态性能的PID控制器的方式来调整DC/DC的动态性能。该技术方案与本发明申请在设计思路是不同的，但是没有本发明申请所涉及的针对过流情况的处置方法。

此外还有诸如采用单周期控法及电荷平衡的控制算法来获得DC/DC变换器快速动态响应的研究，但它们与本发明申请所提出的易于实现的工程设计方法的思路均不相同，切都没有涉及到本发明申请所涉及到的容性负载瞬间过流保护误动作规避及限流输出等问题的处理。

发明内容

本发明的目的在于提供一种在负载突变时能抑制输出电压暂态波动的电压控制型DC/DC变换器的快速动态补偿控制装置及控制方法。

本发明的电压控制型DC/DC变换器的快速动态补偿控制装置包括电压控制器G_v、电压补偿模块VCM、电流限制模块CLM、PWM调制器，参考电压v_ref与DC/DC变换器输出电压反馈信号v_o的偏差为v_e，v_e送入电压控制器G_v运算得到正常运行的数字控制量v_c1，DC/DC变换器输出电压反馈信号v_o连同参考电压信号v_ref和电感电流i_L还被送入电压补偿模块VCM(Voltage Compensation Module)、用于对负载突变时的输出电压变化超过预设值△V后(跌落或上冲)的快速补偿，VCM输出的数字控制量为v_c2，电感电流i_L被送入电流限制模块CLM(Current Limiting Module)、用于处理容性负载投入时瞬时的限流并实现对DC/DC变换器一般工况下的限流输出功能，CLM输出的数字控制量为v_c3，v_c1、v_c2和v_c3合成最终的数字控制量v_c，经PWM调制器形成控制四个功率开关管通断的脉冲信号P₁、P₂、P₃和P₄，其中P₁和P₃驱动第一开关管Q₁和第三开关管Q₃，P₂和P₄驱动第二开关管Q₂和第四开关管Q₄。

本发明的电压控制型DC/DC变换器的快速动态补偿控制方法为：

(1)初始化，使v_c1＝0、v_c2＝0及v_c3＝0；

(2)分别利用电压传感器VS1和电流传感器CS1检测输出电压v_o的变化量和电感电流i_L是否超过预设的门限值，若上述两者均不越限，则进入按照定时周期节拍控制的仅采用电压控制器G_V的正常电压单闭环控制模式，在此模式下v_c2＝0、v_c3＝0，将实际输出电压v_o与参考电压v_ref之差(v_e＝v_ref-v_o)送入电压控制器G_V进行运算，输出的控制变量v_c1≠0，将v_c1用于PWM调制器分别生成P₁～P₄四列驱动脉冲，分别对应控制Q₁～Q₄管的通断；

(3)若检测到输出电压v_o的变化量|v_ref(k)-v_o(k)|超过预设的门限值△V即△V>0，则激活电压补偿模块VCM，电压补偿模块VCM根据采样得到的输出电压v_o、电感电流i_L及电压给定值v_ref按照预置的补偿算法，产生非零控制量v_c2，利用v_c2对G_V输出的控制量v_c1进行线性修正，此时，若检测到电感电流i_L不越限，则获得控制量v_c＝v_c1+v_c2，将v_c用于PWM调制器分别生成P₁～P₄四列驱动脉冲，分别对应控制Q₁～Q₄管的通断；

(4)若检测到电感电流i_L超过预设的门限值而发生过流现象，即有i_L≥I_limit，则激活电流限制模块CLM，电流限制模块CLM根据采样得到的电感电流i_L，利用其与I_limit之差在CLM模块中进行限流调节，此时CLM模块输出用于电感电流抑制的非零控制量v_c3，控制电感电流衰减，若没有发生过流现象则v_c3＝0；

(5)在每个控制周期中均根据检测到的输出电压v_o和电感电流i_L来判断是否存在输出电压变化超限或者有过流发生，相应的更新v_c1、v_c2和v_c3，最终的控制量由三者线性叠加而成，将该控制量用于PWM调制器，分别生成P₁～P₄四列驱动脉冲，分别对应控制Q₁～Q₄管的通断；

(6)在没有得到停机指令的情况下重复执行步骤(2)～(5)步骤，否则退出运行状态。

本发明提供了一种适用于电压型控制的DC/DC变换器在负载突变时为抑制其输出电压暂态波动的快速动态补偿的工程化控制装置及方法。特别是对于某些要求有快速动态响应的中大功率DC/DC变换器。

为了使DC/DC变换器的输出跟踪给定的参考值设置了传统的电压单闭环控制器。针对中大功率DC/DC变换器由于受电力电子器件开关频率、电压控制环带宽及滤波电路等的限制，对于负载突变的动态特性相对较慢的特点，设计了动态电压补偿模块VCM(VoltageCompensation Module)。在传统电压闭环控制及VCM作用下，针对容性负载投入瞬间导致尖峰电流可能引发过流保护误动作的问题，设计了电流限制模块CLM(Current LimitingModule)，这个模块也适用于一般运行工况下的过流限制。

根据DC/DC变换器具体的运行工况，传统电压单闭环控制器、VCM和CLM可以工作在不同的组合模式下。上述三者输出数字量的线性叠加构成最终的占空比控制量。

本发明的主要贡献和特点在于：在DC/DC变换器传统电压单闭环控制的基础上增设电压补偿模块VCM(Voltage Compensation Module)和电流限制模块CLM(Current LimitingModule)两个软件功能模块，通过在不同的工况下使能或禁止不同的功能模块以达到：

(1)根据工况在DC/DC变换器负载突变引起输出电压变化超限时，依据VCM中拟合的占空比-电感电流数据曲线对在一个开关周期内对占空比实施快速补偿，并实现与闭环控制的平滑切换；

(2)CLM依据当前过流的情况，通过在几个开关周期内对占空比的快速衰减，达到有效避免容性负载瞬间投入时的电流保护误动作，改善DC/DC变换器的负载适应性。该CLM也可实现DC/DC变换器正常工况下的限流输出功能。

附图说明

图1为DC/DC变换器主电路及其控制装置的示意图。

图2为DC/DC变换器开环稳态时变压器原边脉冲电压占空比与电感电流的关系曲线(包括实测和拟合)。

图3为发明的CLM模块闭环控制的电流限制方案示意图。

图4a-图4b为本发明的补偿控制与传统电压单闭环控制的测试比对，图4a采用传统电压单闭环控制(负载电流0A突加到20A)，图4b采用补偿控制(负载电流0A突加到20A)。

图5是本发明的控制方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图举例对本发明做更详细的描述。

首先结合图1介绍本发明的电压控制型DC/DC变换器的快速动态补偿控制装置。

附图1中①为直流电源标记为v_dc，其可为整流直流电源及蓄电池电源等形式。②为HALL电流传感器标记为CS1用于检测流过电感L_f的电流，③为HALL电压传感器标记为VS1用于检测电容C_f的端电压。DC/DC变换器采用高频变压器隔离形式，高频变压器如图中的T所示。在高频变压器原边部分的DC/DC变换器主电路为H桥结构，由包含反并联二极管的开关管Q₁和Q₃构成超前桥臂，由包含反并联二极管的开关管Q₂和Q₄构成滞后桥臂。超前桥臂中点A通过电感L_r、变压器原边后连接到滞后桥臂的中点B。

高频变压器的副边侧为DC/DC变换器输出侧的整流滤波部分。由包含带中间抽头(标记为E点)的高频变压器的副边、二极管D₁和D₂构成两个半波整流电路，分别用于对原边耦合过来的高频交流电的正、负半波进行整流处理。图中，变压器副边的一端(图中标记为F点)连接到二极管D₁的阳极，D₁的阴极连接到L_f的一端，L_f的另一端连接到电容C_f的一端，C_f的另一端连接到变压器副边轴头的E点上。

变压器副边的另一端(图中标记为G点)连接到二极管D₂的阳极，D₂的阴极与D₁的阴极连接在一起。负载Z并联在电容C_f的两端。

附图1下方虚线框部分为电压控制型DC/DC变换器的快速动态补偿控制装置。控制系统的参考电压为v_ref，其与DC/DC变换器输出电压反馈信号v_o的偏差为v_e，将v_e送入电压控制器G_v运算得到正常运行的数字控制量v_c1。输出电压反馈信号v_o连同参考电压信号v_ref和电感电流i_L还被送入模块电压补偿模块VCM(Voltage Compensation Module)，用于对负载突变时的输出电压变化超过预设值△V后(跌落或上冲)的快速补偿，VCM输出的数字控制量为v_c2。电感电流i_L被送入电流限制模块CLM(Current Limiting Module)，用于处理容性负载投入时瞬时的限流，并实现对DC/DC变换器一般工况下的限流输出功能。CLM输出的数字控制量为v_c3。

v_c1、v_c2和v_c3合成最终的数字控制量v_c，经PWM调制器形成控制四个功率开关管通断的脉冲信号P₁、P₂、P₃和P₄。其中P₁和P₃驱动Q₁和Q₃，P₂和P₄驱动Q₂和Q₄。

结合图5，本发明的电压控制型DC/DC变换器的快速动态补偿控制方法为：

(1)首先在系统上电初始阶段，进行与系统控制相关的软件和硬件初始化工作，其中一项重要的工作是置程序中与动态补偿控制相关的关键控制变量v_c1＝0，v_c2＝0及v_c3＝0。

(2)完成初始化操作之后，控制程序分别利用电压传感器VS1和电流传感器CS1开始高速的采用检测输出电压v_o的变化量和电感电流i_L是否超过预设的门限值，若上述两者均不越限，则程序进入按照定时周期节拍控制的仅采用电压控制器G_V的正常电压单闭环控制模式，在此模式下v_c2＝0，v_c3＝0，控制软件采样实际输出电压v_o，将其与参考电压v_ref之差(v_e＝v_ref-v_o)送入电压控制器G_V进行运算，其输出的控制变量v_c1≠0，将v_c1用于PWM调整分别生成P₁～P₄四列驱动脉冲，分别对应控制Q₁～Q₄管的通断。

(3)若控制程序检测到输出电压v_o的变化量|v_ref(k)-v_o(k)|超过预设的门限值△V(△V>0)，则激活程序中的电压补偿模块VCM，该模块根据采样得到的输出电压v_o，电感电流i_L及电压给定值v_ref按照程序中预置的补偿算法，产生非零控制量v_c2，利用v_c2对G_V输出的控制量v_c1进行线性修正，此时，若检测到电感电流i_L不越限，则可获得控制量v_c＝v_c1+v_c2，将v_c用于PWM调整分别生成P₁～P₄四列驱动脉冲，分别对应控制Q₁～Q₄管的通断。

(4)若控制程序检测到电感电流i_L超过预设的门限值而发生过流现象，即有i_L≥I_limit，则激活控制程序中的电流限制模块CLM，该模块根据采样得到的电感电流i_L，利用其与I_limit之差在CLM模块中进行限流调节，此时CLM模块输出用于电感电流抑制的非零控制量v_c3，可控制电感电流快速衰减。若没有发生过流现象则v_c3＝0。

(5)在每个控制周期中均根据系统检测到的输出电压v_o和电感电流i_L来判断系统是否存在输出电压变化超限或者有过流发生，相应的更新v_c1、v_c2和v_c3，最终的控制量由三者线性叠加而成，即对应附图1所示有v_c＝v_c1+v_c2+v_c3，将该控制量用于PWM调制，分别生成P₁～P₄四列驱动脉冲，分别对应控制Q₁～Q₄管的通断。

(6)在没有得到停机指令的情况下重复执行步骤(2)～(5)，否则退出运行状态。

1电压控制器G_v的实现形式

电压控制器G_v可为任意形式的控制器，例如常见的PID控制器或模糊控制器等。对于中大功率电源系统，为了更加有效的利用有限的开关频率，所设计的G_v应尽量使闭环系统具有较高的控制带宽，如此有助于获得更加快速的动态响应。针对附图1所示主电路结构的电压闭环控制器的设计理论已很丰富，在此不再赘述。

在没有发生输出电压变化超限和电感电流超限的情况下，仅有电压控制器G_v处于有效输出状态，此时，v_c＝v_c1。

2正常工况下的控制方法

正常运行时(本发明特指不出现过流和负载突变)，VCM和CLM均不被激活，有v_c2＝v_c3＝0，且v_c＝v_c1。以G_v为PI调节器为例来说明VCM的应用方案，下式为PI调节器的频域模型。

G_v＝K_p+K_i/s   (1)

式(1)中，K_p为比例系数，K_i为积分系数。则在G_v控制下有：

v_c1(k)＝v_c1(k-1)+K_p×[v_e(k)-v_e(k-1)]+K_iT_s×v_e(k)   (2)

式(2)中，T_s为控制周期，此处为开关周期，v_c1(k)为当前周期的控制量，v_c1(k-1)为前一周期的控制量。v_e(k)和v_e(k-1)分别为当前周期和前一周期的电压偏差

v_e(k)＝v_ref(k)-v_o(k)   (3)

式(3)中，v_ref(k)为当前周期的参考电压，v_o(k)为采样的当前周期的输出电压值。则在此模式下有：

v_c(k)＝v_c1(k)   (4)

在每个开关周期中v_c(k)经PWM调制后形成P₁～P₄的驱动脉冲。

在退出PI调节过程之前，在程序中须令：

v_c1(k-1)＝v_c1(k)   (5)

v_e(k-1)＝v_e(k)   (6)

以满足CPU数字迭代运算的要求。

3输出电压变化超限触发电压补偿模块VCM的应用模式

VCM用于对负载突变时的输出电压相对其参考值的变化超过预设值△V后(跌落或上冲)的快速补偿，即该模块的输出在|v_ref(k)-v_o(k)|≥△V时被激活。若在此条件下没有过流现象发生，则CLM模块的输出v_c3＝0。

附图2为经开环控制所测试得到的稳态电感电流与变压器原边脉冲电压占空比D之间的关系，测试时调整负载保持电容C_f的端电压不变化，即保持其为期望的输出电压V_o。D＝v_c2/PERIOD_NUM，PERIOD_NUM为CPU中用于控制的向上计数器的周期计数值。测试数据曲线如附图2中的实线所示。因此，附图2实线表示了在不同的负载条件(i_L)下，为保持期望输出电压V_o不变化，数字控制量v_c2应随负载大小变化的关系。

附图2中根据测试数据获得的曲线难以获得直观的数学描述，可通过数据拟合的方式获得其数据模型如式(7)所示。

$v_{c2}\left(i_L\right)=c_n{i}_L^n+c_{n-1}{i}_L^{n-1}+\·\·\·+c_1{i}_L+c_0---\left(7\right)$

兼顾拟合精度和CPU计算和实时控制的要求，式(7)中的阶次n一般不超过5即可。c_n，c_n-1，…，c₀为拟合系数。根据测试数据获得的拟合曲线如附图2中的虚线所示。

将式(7)离散化可得到：

$v_{c2}\left[i_L\left(k\right)\right]=c_n{i}_L^n\left(k\right)+c_{n-1}{i}_L^{n-1}\left(k\right)+\·\·\·+c_1{i}_L\left(k\right)+c_0---\left(8\right)$

式(8)中，i_L(k)为当前周期的电感电流采样值。

在|v_ref(k)-v_o(k)|≥△V时，在当前周期不再执行式(2)的控制算法。根据式(8)并结合式(3)～式(6)按照以下的迭代方程执行控制算法：

v_c(k)＝v_c2[i_L(k)]   (9)

v_c1(k)＝v_c(k)   (10)

v_c1(k-1)＝v_c1(k)   (11)

v_e(k)＝v_ref(k)-v_o(k)   (12)

v_e(k-1)＝v_e(k)   (13)

式(6)所示的控制算法相当于是在|v_ref(k)-v_o(k)|≥△V的控制周期中，相当于是根据附图2所示的开环测试数据(控制量)取代式(2)的闭环控制方程，达到尽可能在一个开关周期内实现对电压跌落的补偿。

采用式(10)～式(13)的迭代控制方程(与式(3)～式(6)相似)的目的是为了在|v_ref(k)-v_o(k)|<△V时实现与G_v控制器的平滑切换。

需要说明的是，事实上VCM的功能被激活可能多发生在初始状态为空载(或轻载)时向DC/DC变换器投入负载的情况，因为根据附图2的曲线可见，变压器原边脉冲电压占空比与电感电流的关系在i_L＝0A到i_L≈5A的范围内变化作为剧烈，在此区间，负载侧小的变化就可能导致占空比的显著变化。

因此，针对特定的DC/DC变换器，还可以将其目前状态下的i_L(k)和|v_ref(k)-v_o(k)|共同纳入VCM的触发条件，即首先判断i_L(k)所处的范围，若DC/DC变换器轻载，i_L(k)位于占空比变化显著的区域，则当|v_ref(k)-v_o(k)|>△V可触发VCM；若DC/DC变换器已经带有一定负载，且i_L(k)位于占空比变化平缓的区域，则当|v_ref(k)-v_o(k)|>△V也可不触发VCM，此时仅通过G_v的线性调节也可以达到抑制输出电压波动的要求。

4输出侧电感电流超限触发电流限制模块CLM的应用模式

以下几种情况下可能触发电流限制模块的输出被激活(v_c3≠0，)，在输出侧电感电流超限的情况下，VCM的功能将被禁止，即有v_c2＝0。

(1)正常运行过程中投入大负载导致过流；

(2)DC/DC变换器输出端短路导致过流；

(3)投入容性负载时，电容充电初始相当于发生瞬时短路。

针对上述3种情况，本发明设计了两种CLM实现的方法。

(1)开环控制的电流限制方案

预先设定的触发CLM功能的电感电流最大值为I_limit，当检测到当前开关周期的电感电流i_L(k)≥I_limit后，对式(2)中控制器G_v的输出值v_c1(k)作如下的调整：

v_c1(k)＝v_c1(k)×(1-i_L(k)/I_max)   (14)

式(14)中，I_max为控制程序中设定的所允许的电感电流最大值，可认为是DC/DC变换器的过流保护值，有I_max>I_limit。式(14)的含义是，若检测到的当前电感电流i_L(k)越接近于I_max，则v_c1(k)控制量也衰减得越厉害，从而达到抑制电感电流的目的。则在此情况下由于VCM模块失效，最终控制量为v_c(k)＝v_c1(k)。

(2)闭环控制的电流限制方案

其结构示意图如附图3所示。图中若电流偏差△e＝I_limit-i_L≤0，则经闭环PI调节器运算得到中间控制量v_ci<0，经最小值饱和限幅环节后CLM模块输出其控制量v_c3，由于该值小于零，因此对G_v输出的控制量v_c1起到抑制作用。只要△e≤0，则v_c3将一直保持对v_c1的衰减。

而在正常运行条件下因为有△e＝I_limit-i_L>0，所以v_ci>0，经由最小值饱和限幅环节后的输出v_c3＝0，对v_c1没有任何影响。因此，在此种方案下有：

v_c(k)＝v_c1(k)+v_c3(k)   (15)。

Claims (2)

1.一种电压控制型DC/DC变换器的快速动态补偿控制装置，包括电压控制器(G_v)、其特征是：还包括电压补偿模块(VCM)、电流限制模块(CLM)、PWM调制器，参考电压(v_ref)与DC/DC变换器输出电压反馈信号(v_o)的偏差(v_e)送入电压控制器(G_v)运算得到正常运行的数字控制量(v_c1)，DC/DC变换器输出电压反馈信号(v_o)连同参考电压信号(v_ref)和电感电流(i_L)还被送入电压补偿模块(VCM)、用于对负载突变时的输出电压变化超过预设值△V后的快速补偿，电压补偿模块(VCM)输出数字控制量(v_c2)，电感电流(i_L)被送入电流限制模块(CLM)、用于处理容性负载投入时瞬时的限流并实现对DC/DC变换器一般工况下的限流输出功能，电流限制模块(CLM)输出数字控制量(v_c3)，正常运行的数字控制量(v_c1)、电压补偿模块(VCM)输出的数字控制量(v_c2)和电流限制模块(CLM)输出的数字控制量(v_c3)合成最终的数字控制量(v_c)，经PWM调制器形成控制四个功率开关管通断的四路脉冲信号(P₁、P₂、P₃和P₄)，其中第一路脉冲信号(P₁)和第三路脉冲信号(P₃)驱动第一开关管(Q₁)和第三开关管(Q₃)，第二路脉冲信号(P₂)和第四路脉冲信号(P₄)驱动第二开关管(Q₂)和第四开关管(Q₄)。

2.一种基于权利要求1所述的电压控制型DC/DC变换器的快速动态补偿控制装置的控制方法，其特征是：

(1)初始化，使v_c1＝0、v_c2＝0及v_c3＝0；

(2)分别利用电压传感器VS1和电流传感器CS1检测输出电压v_o的变化量和电感电流i_L是否超过预设的门限值，若上述两者均不越限，则进入按照定时周期节拍控制的仅采用电压控制器G_V的正常电压单闭环控制模式，在此模式下v_c2＝0、v_c3＝0，将实际输出电压v_o与参考电压v_ref之差送入电压控制器G_V进行运算，输出的控制变量v_c1≠0，将v_c1用于PWM调制器分别生成P₁～P₄四列驱动脉冲，分别对应控制Q₁～Q₄管的通断；

(3)若检测到输出电压v_o的变化量|v_ref(k)-v_o(k)|超过预设的门限值△V即△V>0，则激活电压补偿模块VCM，电压补偿模块VCM根据采样得到的输出电压v_o、电感电流i_L及电压给定值v_ref按照预置的补偿算法，产生非零控制量v_c2，利用v_c2对G_V输出的控制量v_c1进行线性修正，此时，若检测到电感电流i_L不越限，则获得控制量v_c＝v_c1+v_c2，将v_c用于PWM调制器分别生成P₁～P₄四列驱动脉冲，分别对应控制Q₁～Q₄管的通断；

(4)若检测到电感电流i_L超过预设的门限值而发生过流现象，即有i_L≥I_limit，则激活电流限制模块CLM，电流限制模块CLM根据采样得到的电感电流i_L，利用其与I_limit之差在CLM模块中进行限流调节，此时CLM模块输出用于电感电流抑制的非零控制量v_c3，控制电感电流衰减，若没有发生过流现象则v_c3＝0；

(5)在每个控制周期中均根据检测到的输出电压v_o和电感电流i_L来判断是否存在输出电压变化超限或者有过流发生，相应的更新v_c1、v_c2和v_c3，最终的控制量由三者线性叠加而成，将该控制量用于PWM调制器，分别生成P₁～P₄四列驱动脉冲，分别对应控制Q₁～Q₄管的通断；

(6)在没有得到停机指令的情况下重复执行步骤(2)～(5)步骤，否则退出运行状态。