CN104181522A - 一种实时混沌伪随机信号雷达收发系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种实时混沌伪随机信号雷达收发系统，包括：实时混沌伪随机信号产生模块、发射信号支路、接收信号支路、参考信号支路以及雷达信号处理模块；其中，实时混沌伪随机信号产生模块实时生成基带混沌伪随机信号，并将基带混沌伪随机信号经过调制变为中频信号，所述中频信号在发射信号支路内转换为射频信号后发射出去；所述接收信号支路接收回波的射频信号，然后将所述回波的射频信号转换为基带信号后传输到所述雷达信号处理模块；所述参考信号支路根据混沌映射初始值重建发射的基带混沌伪随机信号，再根据载频和参考距离，推导出参考信号；所述雷达信号处理模块根据回波基带信号与参考信号实现脉冲压缩，从而确定雷达目标的位置。

Description

一种实时混沌伪随机信号雷达收发系统

技术领域

本发明涉及雷达系统，特别涉及一种实时混沌伪随机信号雷达收发系统。

背景技术

随着雷达技术的发展，现代的雷达系统面临越来越恶劣的电磁环境。噪声信号雷达具有随机的波形，低检测概率性能，低截获概率性能以及强的抗电子干扰能力，因此，噪声信号雷达受到越来越多的关注。目前，噪声信号雷达已经在很多领域开展研究，例如监视、跟踪、合成孔径雷达成像、逆合成孔径雷达成像以及穿墙成像。

传统的噪声信号雷达(参见参考文献1：R.M.Narayanan and M.Dawood,"Doppler estimation using a coherent ultrawide-band random noise radar,"Antennas andPropagation,IEEE Transactions on,vol.48,pp.868-878,B2000.)采用电子热噪声作为噪声源。电子热噪声经过功率放大以及滤波后，在功率分配器分成两路信号。其中一路信号经过上变频，功率放大后进行发射；另一路信号经过延迟线作为参考信号。回波信号经过下变频后与参考信号进行互相关处理，互相关器由乘法器和低通滤波器实现。最后，雷达目标的位置根据互相关函数的峰值位置确定。

但是，这种类型的噪声信号雷达具有以下几个缺点：1)噪声源是电子热噪声，噪声信号的产生难以控制和预期；2)参考信号需要经过模拟延迟线得到，延迟线使得雷达系统造价昂贵；3)互相关器通过模拟方式实现，信号处理不灵活。因此，Lievsay(参见参考文献2：J.R.Lievsay and G.A.Akers,"Moving target detection via digitaltime domain correlation of random noise radar signals,"in Radar Conference(RADAR),2011IEEE,2011,pp.784-788.)采用数字相关方法，其参考信号由模数转换器转换成了数字信号，再通过数字的方式进行延迟。这样消除了模拟延迟线，但是，参考信号支路增加了模数转换器。

为了更好的控制噪声信号的产生，K.A Lukin采用数字噪声(参见参考文献3：K.A.Lukin,O.V.Zemlyaniy,P.L.Vyplavin,and V.P.Palamarchuk,"Application ofArbitrary Waveform Generator for Noise Radar,"Photonics Applications in Astronomy,Communications,Industry,and High-Energy Physics Experiments2011,vol.8008,2011.)。数字噪声的产生包括下面三步：1)在PC机内生成噪声信号的波形数据；2)将噪声信号波形数据下载到任意波形发生器中；3)将任意波形发生器的波形输出经过数模转换器得到噪声的基带信号。但是，由于下载速率的限制，以及任意波形发生器的存储空间限制，该系统不适合噪声信号实时产生以及长时间产生。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中的噪声信号雷达所存在的缺陷，从而提供一种实时混沌伪随机信号雷达收发系统。

为了实现上述目的，本发明提供了一种实时混沌伪随机信号雷达收发系统，包括：实时混沌伪随机信号产生模块、发射信号支路、接收信号支路、参考信号支路以及雷达信号处理模块；其中，

所述实时混沌伪随机信号产生模块实时生成基带混沌伪随机信号，并将基带混沌伪随机信号经过调制变为中频信号，所述中频信号在发射信号支路内转换为射频信号后发射出去；所述接收信号支路接收回波的射频信号，然后将所述回波的射频信号转换为基带信号后传输到所述雷达信号处理模块；所述参考信号支路根据混沌映射初始值重建发射的基带混沌伪随机信号，再根据载频和参考距离，推导出参考信号；所述雷达信号处理模块根据回波基带信号与参考信号实现脉冲压缩，从而确定雷达目标的位置。

上述技术方案中，所述实时混沌伪随机信号产生模块包括：基于FPGA的实时混沌伪随机信号发生器、数模转换器和中频调制器；其中基于FPGA的实时混沌伪随机信号发生器实时产生混沌伪随机信号的同相分量和正交分量的数字信号，并记录下混沌映射的初始值，数模转换器将所述同相分量和正交分量的数字信号分别转化为模拟信号，所述中频调制器对同相分量和正交分量的模拟信号进行调制，从而得到中频信号，所得到的中频信号传输到所述发射信号支路。

上述技术方案中，所述基于FPGA的实时混沌伪随机信号产生器所生成的混沌伪随机信号为组合映射混沌调相信号；所述组合映射包括：帐篷映射和伯努利映射；其中，

帐篷映射用于产生伯努利映射的参数，不同参数下的伯努利映射子序列组合得到组合映射序列；然后将该组合映射序列用于雷达信号调相，得到组合映射混沌调相信号。

上述技术方案中，所述发射信号支路包括：上变频器，功率放大器以及发射天线，其中，上变频器将中频信号与射频本振进行混频，得到相应的射频信号；功率放大器将射频信号进行功率放大；最后功率放大后的射频信号经过发射天线发射出去。

上述技术方案中，所述接收信号支路包括：接收天线、雷达接收机以及模数转换器，其中，接收天线接收回波的射频信号，雷达接收机首先将回波射频信号进行低噪声放大，然后进行下变频变成中频信号，最后将中频信号进行正交解调变成基带信号的同相分量和正交分量；模数转换器将同相分量和正交分量的模拟信号转化为数字信号，所得到的数字信号传输到雷达信号处理模块。

上述技术方案中，所述参考信号支路根据混沌映射的迭代方程，利用所述实时混沌伪随机信号产生器记录的混沌映射初始值重建发射的基带混沌伪随机信号，然后再根据载频和参考距离，推导出参考信号。

上述技术方案中，所述雷达信号处理模块采用相关法或匹配滤波法实现脉冲压缩。

相比于传统的噪声雷达系统，本发明所提出的雷达系统有以下优势：

1)所述雷达系统的噪声源通过实时混沌伪随机信号产生器产生的混沌伪随机信号来代替电子热噪声信号，信号更加容易产生和控制。

2)所述的实时混沌伪随机信号产生器通过FPGA实时计算产生混沌伪随机信号，因此不需要大的存储容量来存储全部的波形数据，更加适合于信号的长时间产生。

3)参考信号是通过混沌映射的初始值推导产生，雷达系统不需要延迟线，简化了雷达系统并节省了成本。

4)由于初始值和参数决定了混沌伪随机信号的所有特性，因此，产生的混沌伪随机信号相对于雷达系统本身来说是已知的，因此雷达信号处理算法与普通的非噪声信号雷达的处理算法类似，差异仅仅在于普通的非噪声信号雷达的参考信号是固定的，而本申请所提出的实时混沌伪随机信号雷达系统的参考信号是变化的。这样就可以采用普通非噪声信号雷达的处理算法，而无需开发新的算法。

附图说明

图1是一种新的实时混沌伪随机信号雷达收发系统示意图

图2是采集的基带混沌伪随机信号的同相分量和正交分量

图3是根据混沌映射初始值推导出的参考信号的同相分量和正交分量

图4(a)是当参考信号为采集信号本身时，采用匹配滤波的脉冲压缩结果

图4(b)是当参考信号根据混沌初始值重建而得到时，采用匹配滤波的脉冲压缩结果

图5(a)是当参考信号为采集信号本身时，采用相关处理的脉冲压缩结果

图5(b)是当参考信号根据混沌初始值重建而得到时，采用相关处理的脉冲压缩结果

图6是不同初始值对应的混沌伪随机信号的互相关系数。

具体实施方式

现结合附图对本发明作进一步的描述。

参考图1，本发明的实时混沌伪随机信号雷达收发系统包括：实时混沌伪随机信号产生模块、发射信号支路、接收信号支路、参考信号支路以及雷达信号处理模块；其中，所述实时混沌伪随机信号产生模块实时生成基带混沌伪随机信号，并将基带混沌伪随机信号经过调制变为中频信号。所述中频信号在发射信号支路内转换为射频信号后发射出去；所述接收信号支路接收回波的射频信号，然后将所述回波的射频信号转换为基带信号后传输到所述雷达信号处理模块；所述参考信号支路根据混沌映射初始值重建发射的基带混沌伪随机信号，再根据载频和参考距离，推导出参考信号；所述雷达信号处理模块根据回波基带信号与参考信号实现脉冲压缩，从而确定雷达目标的位置。

下面对系统中的各个部件中作进一步说明。

所述实时混沌伪随机信号产生模块包括：基于FPGA的实时混沌伪随机信号发生器、数模转换器(DAC)和中频调制器；其中基于FPGA的实时混沌伪随机信号发生器实时产生混沌伪随机信号的同相分量和正交分量的数字信号，并记录下混沌映射的初始值，DAC将所述同相分量和正交分量的数字信号分别转化为模拟信号，所述中频调制器对同相分量和正交分量的模拟信号进行调制，从而得到中频信号，所得到的中频信号传输到所述发射信号支路。

所述发射信号支路包括：上变频器，功率放大器以及发射天线，其中，上变频器将中频信号与射频本振进行混频，得到相应的射频信号；功率放大器将射频信号进行功率放大；最后功率放大后的射频信号经过发射天线发射出去。

所述接收信号支路包括：接收天线、雷达接收机以及模数转换器(ADC)，其中，接收天线接收回波的射频信号，雷达接收机首先将回波射频信号进行低噪声放大，然后进行下变频变成中频信号，最后将中频信号进行正交解调变成基带信号的同相分量和正交分量；ADC将同相分量和正交分量的模拟信号转化为数字信号，所得到的数字信号传输到雷达信号处理模块。

所述参考信号支路根据混沌映射的迭代方程，利用所述实时混沌伪随机信号产生器记录的混沌映射初始值重建发射的基带混沌伪随机信号，然后再根据载频和参考距离，推导出参考信号。

所述雷达信号处理模块采用相关法或匹配滤波法实现脉冲压缩。

在本实施例中，所述基于FPGA的实时混沌伪随机信号产生器所生成的混沌伪随机信号为组合映射混沌调相信号。该组合映射由Tent映射(帐篷映射)和Bernoulli映射(伯努利映射)组成，其中，Tent映射用于产生Bernoulli映射的参数，不同参数下的Bernoulli映射子序列组合得到组合映射序列。然后将该组合映射序列用于雷达信号调相，得到组合映射混沌调相信号。

Tent映射的表达形式为：

$x_{n+1}=\frac{1}{2}-r\left|x_n\right|,-\frac{1}{2}<x_n<\frac{1}{2}---\left(1\right)$

其中，x_n表示Tent映射的当前值，x_n+1表示Tent映射的下一个值，r为Tent映射的迭代参数，为了保证Tent映射具有混沌特性，需要满足1＜r＜2。

Bernoulli映射的表达形式为：

$y_{n+1}=\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{By}}_n+\frac{1}{2},y_n<0\\ {\mathrm{By}}_n-\frac{1}{2},y_n>0\end{array}\right.-\frac{1}{2}\&le;y_n\&le;\frac{1}{2}---\left(2\right)$

其中，y_n表示Bernoulli映射的当前值，y_n+1表示Bernoulli映射的下一个迭代值；B为Bernoulli映射的参数，为了保证Bernoulli映射具有混沌特性，需要满足1.4＜B＜2。

使用Tent映射作为父映射，用于产生Bernoulli映射的参数，然后不同参数下的Bernoulli映射子序列进行组合得到组合映射序列。由于保证Bernoulli映射具有混沌特性的参数需要满足1.4＜B＜2，而Tent映射的值域范围是所以将Tent映射线性变换到Bernoulli映射的参数范围，变换的公式为：B_m＝1.7+0.6·x_m。生成的组合映射序列为：

其中{x_m}为Tent映射序列，{B_m}为个Bernoulli映射子序列的参数，{y_m,n}为在参数B_m下的Bernoulli映射子序列，为生成的组合映射序列。

将生成的组合映射序列用于雷达信号调相，得到组合映射混沌调相信号：

其中，s(n)为生成的组合映射混沌调相信号的离散形式，A为生成的组合映射混沌调相信号的幅度，j为虚数单位，K为调相指数，为生成的组合映射序列。

假定雷达的发射信号为：

$s_t\left(t\right)=s_t(t_m,\hat{t})=\mathrm{rect}\left(\frac{\hat{t}}{T_p}\right)s_m\left(\hat{t}\right)e^{j2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t}---\left(5\right)$

其中：

$\mathrm{rect}\left(\frac{\hat{t}}{T_p}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& \left|\frac{\hat{t}}{T_p}\right|\&le;\frac{1}{2}\\ 0& \left|\frac{\hat{t}}{T_p}\right|>\frac{1}{2}\end{array}\right.---\left(6\right)$

为矩形窗，为第m个脉冲的基带混沌伪随机信号。由于初始值不同，每个基带混沌伪随机信号也各不相同，并且各个基带混沌伪随机信号应该具有良好的正交性。t_m＝mT(m＝0,1,2,L)称为慢时间；为快时间。f_c为载波频率，T_p是脉冲持续时间，T为脉冲重复间隔(PRI)。

假定雷达目标的径向距离为R_k(k＝1,2,K,K)，则接收到的雷达回波信号为：

$s_r(t_m,\hat{t})=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{A}_k{s}_m[\hat{t}-\frac{{2R}_k}{c}]\&CenterDot;\exp \left\{j2\mathrm{\&pi;}{f}_c(t-\frac{{2R}_k}{c})\right\}---\left(7\right)$

其中A_k(k＝1,2,K,K)为雷达目标散射面积(RCS)，经过接收机下变频后，回波的基带信号为：

$s_{\mathrm{br}}(t_m,\hat{t})=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{A}_k{s}_m[\hat{t}-\frac{{2R}_k}{c}]\&CenterDot;\exp \{-\frac{j4\mathrm{\&pi;}{f}_c{R}_k}{c}\}---\left(8\right)$

由于混沌伪随机信号完全由其迭代参数和初始值决定，在上述的组合映射混沌调频信号中，迭代参数包含Tent映射序列的参数r，而Bernoulli映射序列的参数由Tent映射序列计算得到，初始值包括Tent映射序列的初始值x₀和Bernoulli映射序列的初始值y_0,0。因此，当迭代参数确定后，通过混沌映射的初始值可以重建混沌伪随机信号，重建混沌伪随机信号的方法与方程(3)相同。因此，与方程(8)类似，推导出来的参考信号为：

$s_{\mathrm{ref}}(t_m,\hat{t})={\hat{s}}_m[\hat{t}-\frac{{2R}_{\mathrm{ref}}}{c}]\&CenterDot;\exp \{-\frac{j4\mathrm{\&pi;}{f}_c{R}_{\mathrm{ref}}}{c}\}---\left(9\right)$

其中是重建的第m个脉冲的基带混沌伪随机信号，并且R_ref为参考距离。

本申请中可采用的脉冲压缩方式包括两种，一种是相关方法，另一种为匹配滤波方法。相关方法将回波基带信号与参考信号进行互相关处理，根据互相关函数的峰值点的位置来确定雷达目标的位置。相关方法在一般的噪声信号雷达系统中应用比较多，它的表达形式为：

$R(t_m,\hat{t})=\&Integral;s_{\mathrm{br}}(t_m,\hat{t})\&CenterDot;s_{\mathrm{bref}}^{*}(t_m,\hat{t})d\hat{t}---\left(10\right)$

但是，在传统的非噪声信号雷达中，由于快速傅里叶算法(FFT)的快速性，匹配滤波使用得更多，匹配滤波的表达式为：

$S_{\mathrm{MF}}(t_m,\hat{t})=F^{-1}\left\{F\right[s_{\mathrm{br}}(t_m,\hat{t})]\&CenterDot;F^{*}[s_{\mathrm{bref}}(t_m,\hat{t})\left]\right\}---\left(11\right)$

其中F[·]表示傅里叶变换，F^-1[·]表示逆傅里叶变换。同样地，雷达目标的位置也根据匹配滤波输出的峰值位置确定。

为了验证本发明的效果，本申请人做了如下实验：

在一个实验中，产生了20个不同混沌初始值对应的混沌伪随机信号，产生的混沌伪随机信号的带宽为62.5MHz，脉冲持续时间为10us，PRI为15us。在实验中，我们省略了功率放大器和天线，仅仅将发射的射频信号经过衰减器输入到接收机中，然后使用Tektronix MSO70404采集和存储接收机输出的同相/正交分量。采样的精度为8bit，采样率为125MHz。在雷达信号处理过程中，参考信号根据混沌映射初始值恢复出来的。图2表示了示波器采集的基带信号的同相分量和正交分量，其中上面的波形表示的同相分量，下面的波形表示的是正交分量。图3表示了根据混沌初始值推导出的参考信号的同相分量和正交分量，其中上面的波形表示的同相分量，下面的波形表示的是正交分量。

在实验中，我们分别考虑两种情况下的参考信号：1)参考信号为采集信号本身，这对应于普通噪声雷达中通过延迟线得到参考信号；2)参考信号根据混沌初始值重建而得到，这对应于本发明中提出的参考信号。

在采用匹配滤波进行脉冲压缩的结果中，当参考信号为采集信号本身时，如图4(a)所示，脉冲压缩的峰值旁瓣比(PSLR)为-22.39dB，而当参考信号根据混沌初始值重建而得到时，如图4(b)所示，脉冲压缩的PSLR为-21.38dB。

在采用相关处理进行脉冲压缩的结果中，当参考信号为采集信号本身时，如图5所示，脉冲压缩的PSLR为-22.56dB，而当参考信号根据混沌初始值重建而得到时，如图5(b)所示，脉冲压缩的PSLR为-21.99dB。

从实验数据处理的结果可以看到，两种参考信号对应的脉冲压缩结果的PSLR有一些差异，主要原因有两个：1)产生的信号量化精度为16bit，而采集信号的量化精度为8bit，因此，量化噪声会对结果产生影响；2)电子热噪声的影响。但是，二者之间的差异很小，实验数据处理结果证明了根据混沌初始值重建参考信号的可行性。

不同初始值对应的混沌伪随机信号的互相关系数如图6所示，其中对角线表示的是各混沌伪随机信号的自相关系数，归一化为0dB。其余表示的是互相关系数，其中最大的互相关系数为-20.24dB。低的互相关系数表明了生成的混沌伪随机信号具有良好的正交性，因此具有优秀的抗互干扰性能。

相比于普通的噪声信号雷达系统，本发明的实时混沌伪随机信号雷达收发系统具有以下优势：

1)所述雷达系统的噪声源通过实时混沌伪随机信号产生器产生的混沌伪随机信号来代替电子热噪声信号，信号更加容易产生和控制。

2)所述的实时混沌伪随机信号产生器通过FPGA实时计算产生混沌伪随机信号，因此不需要大的存储容量来存储全部的波形数据，更加适合于信号的长时间产生。

3)参考信号是通过混沌映射的初始值推导产生，雷达系统不需要延迟线，简化了雷达系统并节省了成本。

4)由于初始值和参数决定了混沌伪随机信号的所有特性，因此，产生的混沌伪随机信号相对于雷达系统本身来说是已知的，因此雷达信号处理算法与普通的非噪声信号雷达的处理算法类似，差异仅仅在于普通的非噪声信号雷达的参考信号是固定的，而本申请所提出的实时混沌伪随机信号雷达系统的参考信号是变化的。这样就可以采用普通非噪声信号雷达的处理算法，而无需开发新的算法。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (7)

1.一种实时混沌伪随机信号雷达收发系统，其特征在于，包括：实时混沌伪随机信号产生模块、发射信号支路、接收信号支路、参考信号支路以及雷达信号处理模块；其中，

所述实时混沌伪随机信号产生模块实时生成基带混沌伪随机信号，并将基带混沌伪随机信号经过调制变为中频信号，所述中频信号在发射信号支路内转换为射频信号后发射出去；所述接收信号支路接收回波的射频信号，然后将所述回波的射频信号转换为基带信号后传输到所述雷达信号处理模块；所述参考信号支路根据混沌映射初始值重建发射的基带混沌伪随机信号，再根据载频和参考距离，推导出参考信号；所述雷达信号处理模块根据回波基带信号与参考信号实现脉冲压缩，从而确定雷达目标的位置。

2.根据权利要求1所述的实时混沌伪随机信号雷达收发系统，其特征在于，所述实时混沌伪随机信号产生模块包括：基于FPGA的实时混沌伪随机信号发生器、数模转换器和中频调制器；其中基于FPGA的实时混沌伪随机信号发生器实时产生混沌伪随机信号的同相分量和正交分量的数字信号，并记录下混沌映射的初始值，数模转换器将所述同相分量和正交分量的数字信号分别转化为模拟信号，所述中频调制器对同相分量和正交分量的模拟信号进行调制，从而得到中频信号，所得到的中频信号传输到所述发射信号支路。

3.根据权利要求2所述的实时混沌伪随机信号雷达收发系统，其特征在于，所述基于FPGA的实时混沌伪随机信号产生器所生成的混沌伪随机信号为组合映射混沌调相信号；所述组合映射包括：帐篷映射和伯努利映射；其中，

帐篷映射用于产生伯努利映射的参数，不同参数下的伯努利映射子序列组合得到组合映射序列；然后将该组合映射序列用于雷达信号调相，得到组合映射混沌调相信号。

4.根据权利要求1所述的实时混沌伪随机信号雷达收发系统，其特征在于，所述发射信号支路包括：上变频器，功率放大器以及发射天线，其中，上变频器将中频信号与射频本振进行混频，得到相应的射频信号；功率放大器将射频信号进行功率放大；最后功率放大后的射频信号经过发射天线发射出去。

5.根据权利要求1所述的实时混沌伪随机信号雷达收发系统，其特征在于，所述接收信号支路包括：接收天线、雷达接收机以及模数转换器，其中，接收天线接收回波的射频信号，雷达接收机首先将回波射频信号进行低噪声放大，然后进行下变频变成中频信号，最后将中频信号进行正交解调变成基带信号的同相分量和正交分量；模数转换器将同相分量和正交分量的模拟信号转化为数字信号，所得到的数字信号传输到雷达信号处理模块。

6.根据权利要求1所述的实时混沌伪随机信号雷达收发系统，其特征在于，所述参考信号支路根据混沌映射的迭代方程，利用所述实时混沌伪随机信号产生器记录的混沌映射初始值重建发射的基带混沌伪随机信号，然后再根据载频和参考距离，推导出参考信号。

7.根据权利要求1所述的实时混沌伪随机信号雷达收发系统，其特征在于，所述雷达信号处理模块采用相关法或匹配滤波法实现脉冲压缩。