CN104168068A - 用于集成相干接收器的共模抑制比表征的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于表征受验的ICR的CMRR的方法和系统，该ICR使用来自两个连续波(CW)单频率激光器的高相干光，这两个激光器的对应的光频率彼此相差一个偏移量，该偏移量定义了rf电基带中的“中频”(f_IF)。该方法涉及受验的ICR中这两个激光器的光的相干混合。当这两个单频激光器的光在ICR的光检测器上干涉时，rf电基带中频率为f_IF的“音调”由它们的光的拍频来产生。然后，检测并分析在该ICR的输出电信号中的产生的频率为f_IF的音调以表征该ICR的CMRR。

Description

用于集成相干接收器的共模抑制比表征的方法和系统

相关申请的交叉引用

本申请要求于2013年5月16日提交的美国临时专利申请61/824,129的35USC§119(e)优先权，其说明书通过引用结合于此。

技术领域

本发明涉及相干光检测领域，更具体地是涉及测试和表征集成相干接收器(ICR)的共模抑制比(CMRR)。

背景技术

相干传输越来越多地应用在现代光纤网络中，事实上它在极大提高频谱效率(即光谱的每赫兹数据位的数量)和对各种传输损伤的链路容差(例如，偏振模色散、色散现象等等)方面是关键因素。一般而言，频谱上多路复用正交偏振光信号会额外增强频谱效率一到两倍，这种方法称为“偏振复用”(PolMux)。除了采用高相干可调谐激光器用作本地振荡器(LO)以外，适于同相干PolMux信号一起使用的接收器通常包括高性能电子器件、高抑制能力的平衡光检测器、高质量偏振光学器件、以及高精度光干涉仪装置。

为了提供相干传输广泛使用所必需的规模经济，大部分商业系统采用光互联网论坛(OIF)推荐的基本调制格式和数据位速率。尤其是OIF已经发布了一个执行协议(OIF-DPC-RX-01.0)，该协议详细说明了关键性能参数和商业的集成相干接收器(ICR)应当遵照的规范。

ICR的表征可以由供应链上的不同节点来进行，这种表征的完整性可能会相应地发生变化。例如，在其自身的开发和资格认证实验室中，ICR制造商可能会在很多不同条件下表征所有的可能参数和规格。另一方面，在大规模生产的实际制造/装配过程中，将可能在规定的条件下(例如，在预定的温度中)对这些参数进行测量，并且为那些规格提供的完整的计量标准被认为是最关键的。在许多情况中，制造商可以严格地控制制造过程的关键方面并且由此有信心“用设计机理”保证若干个ICR参数。然后将仅针对一个小的制造ICR子集充分地验证这些参数，以确保质量控制。此后，想要将ICR集成到其传输设备中的终端用户通常会根据OIF执行协议中提供的相同规定对交付的ICR的全部或样本执行“进货检查”，以验证一个或多个关键参数。

需要用来进行上述表征的测试仪器的复杂度以及因此带来的成本会根据“供应链”上的节点而发生显著变化。通用的高性能测试设备(例如，高速实时多端口示波器)的高成本在R&D实验室中通常并不是最关键的，因为这种设备还将用于各种高性能测量。另一方面，需要一种较低成本的专用测试和测量设备，以便在规模制造过程中执行ICR验证，这种设备具有专门针对于所需参数测量的特征。

通常必须测量的一个关键性能参数是共模抑制比(CMRR)。ICR建立在光内差相干检测的基础上(其中“内差”检测是指外差检测的一种特殊情况，对于这种检测而言，本地振荡器光频率落在承载数据的信号的谱带宽以内)。“互补”对(即呈现彼此180度相位差)的光信号的双平衡检测对源自“直接”光信号功率(|E_sig|²)和/或“直接”LO光级(|E_LO|²)的电信号产生几乎完全贡献抑制，从而只保留由混合信号和差异电信号中的LO电场引起的承载数据的贡献。针对不同的电信号，CMRR量化了冠以这些直接术语的程度。通常，CMRR依赖于差分电信号的频率。由于一些非理想因素，例如非理想分光比(例如，不同于3dB)或多个光干涉仪之一内部的失准的路程差，ICR可能呈现非零CMRR。非零CMRR还可以由两个“平衡的”检测器的不同响应率(以及相关联的前端电子设备)引起，这通常依赖于检测到的频率响应。如本文所定义的，CMRR是一种光路质量和检测器响应率两者相结合的测量方式，并未明确地孤立彼此的相对贡献。换言之，除非另有说明，本文所用的CMRR对应于“光输入到电输出”的CMRR。

Painchaud等人(US2011/0129213A1)提出了一种对ICR的每个差分输出进行完全CMRR测量的方法和装置。(应当注意的是，Painchaud等人命名的术语“信号端口抑制比”—SPRR—是为了描述包含光路和检测器响应率两者的贡献的CMRR。)图1展示了适合于在ICR10上进行这种测量的现有技术的测试装置的示意图。可调谐激光器12用作频率为ν₀的高相干光源，然后借助于强度调制器(IM)14对这种光在幅度上进行调制，以产生两个光边带。这些边带跨越了激光器光频率ν₀，分别从其以光频差f_IF偏移至“蓝”和“红”侧。频率f_IF是从rf频率生成器16产生的调制频率中精确选择的并且是已知的，该生成器的电输出施加到强度调制器14。rf频率生成器16和强度调制器14通常必须具有高电带宽，通常约为符号率f_BAUD，受验的ICR一般在该符号率上操作(例如，对于当前配置的PM-QPSK传输系统，大约是30G_BAUD)，因为其他参数(例如，总谐波失真—THD)的CMRR表征和确定通常要求以跨越ICR电带宽的rf频率进行测量。除了一般较昂贵的硬件(要求在f_IF产生边带)之外，Painchaud等人(见上述引文)的系统还需要在多个ICR输入中的一个之前的光路中设置的缓慢变化的可控相位调制器18。而且，他们的方法要求同时发射到LO和SIG输入端口的测试光的一些部分的光功率要符合预定的相互比率(例如，对于图1中所示的他们的实施例是2:1的比率)，因此需要使用精确校准的衰减器20或其他功率控制装置。

因此需要一种替代方法和系统，以表征集成光接收器的CMRR，尤其是“光输入到电输出”的CMRR。值得期待的是，这种替代方法适用于更简单且更廉价的硬件，并且就像前述的现有方法一样，适用于其他关键的ICR参数的表征。

发明内容

本发明的一个目标是提供一种用于表征集成相干接收器(ICR)的共模抑制比(CMRR)的方法和系统，该方法和系统解决上述关注点中的至少一个。

根据一个实施例，本文提供了一种用于表征受验ICR的CMRR的方法和系统，该ICR使用来自两个连续波(CW)单频率激光器的高相干光，这些激光器的对应的光频率彼此相差一个偏移量，该偏移量定义了rf电基带中的“中频”(f_IF)。该方法涉及受验的ICR中这两个激光器的光的相干混合。当这两个单频激光器的光在ICR的光检测器上干涉时，rf电基带中频率为f_IF的“音调”由它们的光的拍频来产生。然后，通常根据f_IF值(通过调谐这两个单频激光器中的至少一个改变该f_IF值)来检测并分析在该ICR的输出电信号中的产生的频率为f_IF的音调以表征该ICR的CMRR。

使用两个单频激光器(这两个激光器在波长上稍微有些偏移，目的是产生中频f_IF)至少减少了昂贵的强度调制器和上述现有技术中使用的rf频率生成器的需求。然而，在本文提出的方法和系统中，不会总是知道同样高精度的中频确切值。然而，由于该精度不足以完全表征CMRR，因此本文提出通过从检测且采样的ICR的输出电信号恢复中频值来克服此问题。

另外，在一些实施例中，利用欠采样来检测受验ICR的电输出，通过减少高带宽多信道示波器的需求，欠采样再次有助于减少测试硬件的总成本，对于设计用于与光通信信号(具有28G_BAUD或更高的符号率)一起操作的普通ICR的实时(奈奎斯特)采样而言，这种示波器是必需的。

根据一个方面，本文提供了一种用于表征集成相干接收器(ICR)的参数的方法，该集成相干接收器被设计成正常用于接收以一个指定的符号率f_BAUD传输的一个相位调制光通信信号，并且该集成相干接收器包括：

-两个光输入端口，

-位于一对互补光输出上的一个光混合装置，该装置用于对将要在该两个光输入端口上接收的信号进行外差混合，以及

-一对平衡光检测器，用于检测离开相应的所述互补光输出对上的光，以便在一个电输出上提供一个差分电信号，

该方法包括以下步骤：

-提供光频率为ν₁的一个第一偏振高相干光测试信号以及光频率为ν₂的一个第二偏振高相干光测试信号以便射入该ICR，所述第一和第二测试信号具有对应的光频率，这些光频率以一个中频f_IF＝ν₂-ν₁彼此间隔；

-将该第一测试信号射入该ICR的两个光输入端口之一并且将该第二测试信号射入该两个光输入端口中的另一个，以一个已知的主采样率f_S对该ICR的电输出进行采样，以便提供一个分母值，该电输出是所述第一和第二光测试信号的外差混合的响应；

-将共同传播的所述第一和第二测试信号射入该两个光输入端口中的一个给定端口中，并且以所述主采样率f_S对该ICR的电输出进行采样，以提供对应于该两个光输入端口中的所述给定端口的一个分子值，该电输出是所述第一和第二光测试信号的外差混合的响应；并且

-从所述分子和分母值计算所述参数的值。

根据另一个方面，本文提供了一种用于表征集成相干接收器(ICR)的参数的系统，该集成相干接收器被设计成正常用于接收以一个指定的符号率f_BAUD传输的一个相位调制光通信信号，并且该集成相干接收器包括：

-两个光输入端口，

-位于一对互补光输出上的一个光混合装置，该装置用于对将要在该两个光输入端口上接收的信号进行外差混合，以及

-一对平衡光检测器，该对平衡光检测器检测相应的所述互补光输出对上的光，以便在一个电输出上提供一个差分电信号，

该系统包括：

-两个光输出端口，用于分别连接至所述ICR的所述两个光输入端口；

-一个第一偏振高相干光源，用于提供光频率为ν₁的一个第一测试信号，以及一个第二偏振高相干光源，用于提供光频率为ν₂的一个第二测试信号，所述第一和第二测试信号的对应的光频率以一个中频f_IF＝ν₂-ν₁彼此间隔；

-一个光切换装置，用于将所述第一和第二测试信号切换到至少一个第一和一个第二测试配置中，其中：

在所述第一测试配置，将第一和第二测试信号导入对应的所述两个光输出端口，这样该第一测试信号将射入该ICR的两个光输出端口中的一个并且该第二测试信号将射入该两个光输入端口中的另一个；并且

在所述第二测试配置中，组合该第一和该第二测试信号并导入该两个输出端口中的一个给定端口，以便以共同传播的方式同时射入该两个光输入端口中的一个相应端口；

-一个模数转换器，用于以一个已知主采样率f_S对该ICR的电输出进行采样，该电输出是所述第一和第二光测试信号的外差混合的响应，其中：

在所述第一测试配置中对该电输出进行采样是为了提供一个分母值，并且

在所述第二测试配置中对该电输出进行采样是为了提供一个分子值，该分子值对应于该两个光输入端口的所述给定端口；以及

-一个信号处理器，该信号处理器被配置成用于从该分子值和该分母值计算所述参数的值。

附图说明

图1(现有技术)的框图展示了一种现有测试设备，该设备适于测量受验的ICR的每个差分输出的共模抑制比(CMRR)；

图2的框图展示了根据光互联网论坛(OIF)执行协议的典型集成相干接收器(ICR)的主要组件；

图3A的示意图展示了一种用于测量应用于ICR的本地振荡器(LO)输入端口的CMRR的方法；

图3B的示意图展示了图3A的应用于ICR的信号(SIG)输入端口的方法；

图4的框图展示了根据一个实施例(受验ICR也包括在该图示中)的一种用于表征受验ICR的参数的测试系统的主要组件，根据图3A和图3B的方法，这些参数包括CMRR表征；

图5A的曲线图展示了由于XI和XQ端口之间的偏斜而产生的椭圆IQ曲线的仿真结果；

图5B的曲线图展示了当XI和XQ端口之间出现相位偏移(Δφ)时图5A的仿真结果；

图6的曲线图展示了根据图3A和图3B方法的随着中频变化的数值仿真CMRR测量结果，针对于两个混合器/检测器失衡(0.5％和2％)和三个P-N倾斜值(0，1和2ps)，该方法(i)与(ii)CMRR定义；(iii)Painchaud等人(见上述引文)的方法以及(iv)理论曲线图进行了比较，这四组曲线(i，ii，iii，iv)一个叠加在另一个上面；

图7包括图7A、图7B、图7C和图7D，这些图示展示了在ICR上分别针对XI、XQ、YI和YQ输出端口实现的CMRR实验测量结果，其中实点线代表实际的测量结果，而虚线代表对理论曲线的曲线拟合；

图8的流程图详细说明了图3A和图3B的方法的步骤；

图9的示意图在频域展示了以采样频率f_S进行欠采样测量的情况下中频f_IF的混叠现象；

图10的曲线图针对于10ps的IQ倾斜展示了IQ椭圆相位偏移表征对中频f_IF的实际值中的不确定度Δf的灵敏度；

图11的示意图在频域展示了在ICR的两个欠采样输出的情况下的中频的混叠现象；

图12的曲线图展示了频域中的仿真结果，该结果从ICR的输出的实时(奈奎斯特)采样中获得并展示了出现在f＝2·f_IF和f＝3·f_IF的基本中频f_IF的谐波；

图13的曲线图在频域中展示了1GHz的欠采样情况下的仿真结果，基本中频f_IF＝1.3GHz，并且展示了出现在f₂’＝300GHz和f₃’＝400GHz上的谐波；

图14包括图14A、图14B，这些曲线图分别展示了在应用了软件同步后的叠加的单个样本和样本的平均值；

图15的曲线图在频域展示了ICR的采样输出的功率谱(包括谐波)并且该功率谱从平均的软件同步信号中获得；

图16的曲线图比较了利用实时(奈奎斯特)采样获得的ICR的采样输出的总谐波失真(THD)和利用欠采样获得的总谐波失真，其中插图展示了从对应的THD等级产生的XI-XQ曲线；并且

图17的框图展示了图4的测试系统的一个具体实施方式(受验ICR也包含在该图中)。

具体实施方式

现在参考附图，图2示意性地描绘了一种典型的集成相干接收器(ICR)100的主要元件，该集成相干接收器正常用于接收相位调制的光通信信号。ICR100包括：

i.两个光输入端口，即信号(SIG)输入端口102和本地振荡器(LO)输入端口104；

ii.90度光混合装置106，该装置包括两个光混频器107，每个光混频器具有两对互补输出108，用于混合在输入端口102和104上接收的信号；

iii.四对平衡光检测器110，用于检测相应对的互补光输出108中的光；

iv.具有不同电输出114的四个差分放大器112，用于放大检测到的互补光输出108；

v.位于光混合装置106中的偏振分光器(PBS)116，该偏振分光器将信号输入端口102上的光信号分为两个正交分解的偏振分析部分，每个部分都传送至两个光混频器107中的一个；

vi.位于光混频装置106中的偏振保持功率分配器或偏振分光元件118(本文也称之为分光器或BS)，用于将输入端口104上的本地振荡器等功率地分配到两个光混频器107上。

OIF执行协议(见上述引文)所规定的通用ICR是100G PM-QPSK接收器的一个关键子系统，并且包括上文列出的至少前四个组件。更为普遍的是，当前的ICR还包括后两个组件。注意，以下标“P”和“N”表示的电输出是互补差分输出，即符号相反。

以下的详细描述将假设ICR包括这六个组件。可以对这种方法进行扩展或修改，以包括可能具有不同组件的其他ICR设计，这将在下文描述。

在ICR中光通信信号(SIG)和光通信信号的外差检测所必需的本地振荡器(LO)的相干混合出现在多样偏振结构中，这种结构包括两个光混频器107。很多潜在的缺陷可能沿着偏振分光器(PBS)116、分光器(BS)118和光混频器107产生的多个光路以及平衡检测设备中分布。特别地，ICR的完整(即，从光输入到电输出)共模抑制比(CMRR)可能受到很多可能缺陷中的一个或多个的不利影响，这些缺陷包括例如90度光混合装置中的多个光混频器中的一个或两个的90度偏移、分配器或组合器中的非理想耦合比、光反射、沿着光混合体中的光路的非对称光损耗、对应于一次偏振的I和Q支流之间的倾斜(即，相对时间延迟)、“平衡的”光检测器对的不平衡响应率以及由高速差分放大器112产生的电CMRR。感兴趣的另一个重要参数是总谐波失真，该参数将跨阻放大器(TIA)112的电输出偏离理想线性度的程度进行量化，下文将更为详细地讨论该参数。

共模抑制比(CMRR)

非理想的CMRR(在线性单元中，>0)可能来源于以下情况的一种或多种：(a)混合体中不相等(即，不平衡)的内部损耗；(b)差异的检测器响应率；以及，(c)对于高频，TIA之前不相等的P和N路径所引入的倾斜。为了在直流上测量CMRR，原则上只需要测量每个平衡光检测器对的直流电流并进行计算(单位为dB)

${\mathrm{CMRR}}_{\mathrm{DC}}=20{\log }_{10}\left(\frac{|I_P-I_N|}{I_P+I_N}\right)$                   等式(1a)。

然而，CMPP通常是rf频率的函数，并且由于差异放大器112之前的P-N倾斜可能在较高频率上进一步受到损害。在本发明的实施例中，rf频率对应于中频f_IF，该频率可以根据激光器发射的单频光的对应的光频率ν₁、ν₂表示为：

f_IF＝ν₁-ν₂                        等式(2)。

注意，f_IF通常是符号值，即它可以为负值。那么与频率有关的CMRR(单位dB)可以表示为：

$\mathrm{CMRR}\left(f\right)=20{\log }_{10}\left(\frac{|I_P\left(f\right)-I_N\left(f\right)|}{I_P\left(f\right)+I_N\left(f\right)}\right)$                   等式(1b)。

在一个实施例中，与频率有关的CMRR可以利用图3A和图3B中概念性描述的设置来确定。图3A描绘了测量CMRR_LO的设置，而图3B描绘了用于测量CMRR_SIG的相应设置。这里，第一测试激光器(“激光器1”)用作功率为P₁的名义“信号”源(“名义”，因为它发射了进入受验ICR的单频光)，而第二测试激光器(“激光器2”)用作功率为P₂的单频“本地振荡器”光源。

现在参考图3中所示的CMRR_LO的情况，等式1a和1b中的分子可以通过同时将单频光(分别来自两个测试激光器)射入到LO端口并测量弱差分信号(如果CMRR＝0，该信号理想上应该为零)的幅度来确定。为了测量等式1a和1b中的分母，相反地使第一激光器(P₁)的光射入信号端口(该端口对应于正常操作)。在一种方法中，分别对X和Y偏振使响应最大化(例如，通过偏振控制器PC)，并且顺序地测量X和Y输出端口的相应幅度，而在另一种方法中，将响应设置为近似相等，并且同时测量X和Y幅度。根据所选的前述方法，可能必须使用适当的比例因子，以便测量对应于正确的CMRR值。例如，在第一种方法中，等式1a和1b中的对数自变量的分母需要乘以因子

图4展示了测试系统400的一个实施例的主要组件，该系统用于表征受验的ICR100(也包含在此图中)的参数，该参数包括根据图3A和图3B方法的CMRR表征。测试系统400包括两个光输出端口402、404，这两个端口分别连接至ICR的两个光输入端口；用于提供光频率为v₁的第一测试信号的第一(“SIG”)偏振高相干光源(激光器)406和用于提供光频率为v₂的测试信号的第二(“LO”)偏振高相干光源408；光切换装置410，用于将第一和第二测试信号导入对应于图3A和图3B的不同测试配置中；以及偏振控制器(PC)411，用于调整与ICR的光输入端口102、104有关的偏振光测试信号P_SIG、P_LO的偏振状态。该测试系统进一步包括采样装置412(该装置包括对ICR的电输出114进行采样的模数转换器(ADC))和被配置成用于计算参数(表征ICR的CMRR)的信号处理器414。

图3A和图3B方法的这种或其他实施例涉及到在ICR中对两个激光器406、408的光的相干混频和检测以及根据中频f_IF对差分电信号114(通常是八个输出信号，如图4的实施例所示)中所得的检测到的“音调”进行后续信号处理和分析。rf电基带中的频率为f_IF的音调是来自这两个高相干激光器的光(撞击在光检测器110的活性表面)的干涉所产生的拍频。需要强调的是，不要求对两个激光器406、408中的任意一个所发射的光进行调制(例如，为了创建光边带)，并且当光在受验的ICR100中传播时不需要对光进行调制。这与Painchaud等人(见上述引文)的现有方法形成了鲜明对照，他们首先在频率f_IF上调制一个(单独)激光器的光以便在光本身上产生光边带，接着该光边带在光检测器中产生频率为f_IF的电音调。应当注意的是，图4的设置包括额外的可选元件(例如，基准监视器端口418、光学循环器420、421等)，这些可选元件用于测量其他OIF规定的ICR参数，下文将进行简要描述。

第一(SIG)和第二(LO)测试激光器406、408中的任意一个(但优选地，是两个)的光的光频率可以在规定的光谱间隔内围绕任意所选中心波长进行细小调节，对设计用于100G PM-QPSK的ICR而言，该间隔大约为±30GHz。通常，所选的波长对应于感兴趣的ITU网格(一般是电信C波段或L波段)。

与图3A和图3B的结构相一致，光切换装置410包括光开关422，其后是光耦合器424、426，光开关用于使第一(SIG)和第二(LO)的光能够射入它们对应的ICR输入端口或组合并同时射入ICR的SIG或LO输入端口之一，以便评估相应的CMRR_LO和CMRR_SIG值。

LO激光器408和LO输出端口404(连接至ICR的LO输入端口104)之间的光路完全由偏振保持(PM)光纤组成，从而保证根据ICR100的LO输入端口104的PM光纤来校准第二激光器408的光的SOP。第一激光器406和两个耦合器424、426的输出之间的信号光路的第一部分还包括PM光纤，以确保SIG和LO光的SOP在同时传播时将是相同的。在“SIG”光路上的光耦合器424之后，使用标准(即，非PM)单模光纤和(可任选的)循环器420，因为ICR100的信号输入端口102使用标准光纤。设置在信号路径中的偏振控制器(PC)411提供用于调节ICR的X和Y偏振分支中的信号功率的分流比的方法。

循环器420、421包括在光路中，以便能够进行ICR的反射光功率和与CMRR表征不直接相关的OIF推荐的额外性能参数的可选测量。

图17更为详细地展示了图4的测试系统400的硬件实现方式。在这种实施例中，根据OIF执行协议，ICR安装在适合于提供必要的直流电源电压的PCB测试夹具1702上。测试系统400在两个独立的部分上实现，即主测试单元1704和采样头1706。采样头1706包括跟踪和保持(“T/H”)采样电路1708，该电路与模数转换器(ADC)1710和绝缘电缆线一起功能性地包含在采样装置412中。对于实时采样，ADC1701的模拟带宽(f_ADC)应当适合于所设计的ICR的符号速率f_BAUD，即对于OFI兼容的100G PM-QPSK信号具有多达25-30GHz的较大响应。然而，如果采用了欠采样，ADC1701可以使用远低于实时采样所要求的采样率，因此采样头1706和主测试单元1704之间的布线可能十分长。然而，为了获得必要的模拟带宽，采样头1706(包括T/H采样器)置于ICR测试夹具1702附近，以便最小化它们之间的高带宽电连接的长度

使用实时ADC简化了与ICR表征相关联的信号处理，但极大增加了系统成本。因此，根据以下将要更为详细描述的一些实施例，结合适当的信号处理技术，采用欠采样以明确地识别检测到的混叠音调的真实rf频率。

PCB测试夹具1702应当包括适合于表征(达到例如25-30GHz)的高带宽rf输出接口。如果要测量绝对检测器响应率，PCB1702应当接入八个独立光检测器电流(PD-XI₁，…，PD-YQ₂)。对于下文描述的某些其他测量，如果施加到ICR内的特定光电二极管的外部偏置电压可以选择性地设置为零，这也是值得期待的。

然而，应当认识到，为了对不同CMRR参数的八种组合(SIG-XI；SIG-XQ；SIG-YI；SIG-YQ；LO-XI；LO-XQ；LO-YI；LO-YQ)进行CMRR分析，不必测量四个差分输出(XI；XQ；YI；YQ)中的每一个的P和N输出的光电二极管电流。高带宽输出的分析可以采用单端模式在P或N输出中的任意一个上执行，而不是在P-N对(例如XI_P和XI_N)上有区别地执行。然而，差分耦合提供了增强的(一般是双倍的)峰到峰电压“摆动”，而单端操作允许使用具有单端输入的ADC装置，而且减少了rf电缆的需求。但是，如果还要利用该测试装置测量绝对检测器响应率，则需要接入八个独立光检测器电流(PD-XI₁，…，PD-YQ₂)。

在一些实施例中，除了确定由等式(1a)和(1b)定义的CMRR值以外，测量方法可以扩展为提供有关非理想CMRR的原因或多个原因的信息。这种非理想行为的起因可包括：

i.光混合体的90度偏差(Δθ_hyb)，这导致缺陷的相位差异(例如，“I”输出与“Q”光的混杂，并且反之亦然)；

ii.由于每个平衡对的每个光检测器和差分放大器112上的对应的输入之间的略微不同的电通路长度而引起的P-N倾斜(Δt)；

iii.对应于信号的“I”和“Q”分量所经受的相对时间延迟的I-Q倾斜(t_偏差)；

iv.“I”和“Q”输出的不相等的电压摆动。

例如，两个激光器406、408的采样混合产物对X和Y偏振的每一个产生了椭圆形IQ曲线(即，多个采样正交相位VS同相信号的曲线图)。在理想的ICR中，混合体中的90度相移和非零IF的组合产生圆形IQ曲线。因此，XI端口上采样的信号将是正弦曲线的，频率为f_IF。XO上的输出也将是正弦信号，但理想地具有90度相移。其结果是，所测的IQ曲线由落在具有f_IF角旋转速度的圆上的样本组成。更一般地，正交信号对X-IQ和Y-IQ可以表示为椭圆复数域E_IQ：

$E_{\mathrm{IQ}}\left(t\right)=I+\mathrm{iQ}=\frac{V_I}{2}\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF}}t\right)+i\frac{V_Q}{2}\sin (2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{IF}}(t-t_{\mathrm{skew}})-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{hyb}}),---\left(3\right)$

其中V_I和V_Q是I和Q端口的对应的峰到峰(差分)电压摆动，t_偏差是组合的I和Q端口之间的信道偏斜，而Δθ_hyb代表相对于光混合体的标称相移的误差(即为偏差)(也就是说，对于OIF执行协议中规定的光混合体，是90度)。

此外，对于理想ICR而言，测得的不同输出(例如V_I和V_Q)的电压摆动是相等的并且不依赖于IF值，同样产生圆形IQ曲线。

就实际的ICR而言，性能一般都至少稍微偏离OIF执行协议中的每个参数理想值。这些参数中的若干个参数可以通过在数学上分析IQ椭圆的形状而方便地推导，即绘出测量的正交相位与同相信号(对应于在多个时刻上获得的样本)的曲线图。单个样本可以根据它们的对应的模值(mod(1/f_IF))以0到1/f_IF的单位间隔在时间上分布，然后该间隔可以重新归一化(映射)到0到2π的相位间隔上(参见图5A、图5B)。椭圆还可以表示如下：

其中0<k<1，并且Δφ是相对于理想90度的相位偏移。在一个优选实施方式中，对于测量的I和Q样本对，将椭圆形状(图5A)确定为最佳(例如，最小二乘)拟合。根据以上等式表达椭圆能够将它分解为参数V_I、V_Q以及Δφ。

应当注意的是，该分解过程不依赖于值f_IF和ADC采样率。

已经进行了数值仿真以便证实本文描述的实施例提供了与利用Painchaud等人(见上述引文)提出的方法获得的CMRR值相一致的CMRR值。同样地，与Painchaud等人(见上述引文)提出的理论表达式也具有较好的一致性，该表达式可以采用稍微简化的形式，表示为：

$\mathrm{CMRR}\left(\mathrm{dB}\right)\&ap;{10\log }_{10}({\mathrm{\&delta;}}^2+\frac{1}{2}(1-{\mathrm{\&delta;}}^2)(1-\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{IF}}\mathrm{\&Delta;t}\right))),---\left(5\right)$

其中δ是混合器/探测器失衡，Δt是P-N倾斜，而f_IF是IF。例如，如果失衡是2％，由于检测器响应率中的失衡或者由于混合体中的耦合器失衡，两个检测器之间的相对功率分配是51％和49％。图6展示了根据上文描述的方法(i)得到的数值模拟的CMRR测量结果，针对于两个不同的光混合体/检测器失衡(0.5％、2％)以及三个不同的P-N倾斜值(0-ps、1-ps、2-ps倾斜)，该结果与(ii)CMRR定义，(iii)Painchaud等人(见上述引文)的方法和(iv)理论曲线进行了比较。对于四个结果集中的每一个，结果曲线相互叠加(因此在图6中无法相互区分)，这表示本发明的方法与CMRR的定义对应良好。

图7中给出了在实际ICR上的示例性测量结果。图7A、图7B、图7C和图7D分别对应于该ICR的XI、XQ、YI和YQ输出端口。实点线表示实际的测量结果，而虚线表示具有理论曲线的曲线拟合。从曲线的斜度看，可以从具有理论曲线的曲线拟合估计每个端口上的差分放大器之前的P-N倾斜。估计的P-N倾斜Δt大约为1ps。

图7给出了实际ICR上的示例性测量结果。图7A、图7B、图7C和图7D分别对应于ICR的XI、XQ、YI和YQ输出端口。实点线表示实际的测量结果，而虚线表示具有理论曲线的曲线拟合。通过拟合测量的具有理论曲线的曲线斜度(例如，从等式(5)推导)，可以估计对应于每个电端口的差分放大器之前的P-N倾斜Δt。估计的P-N倾斜大约为1ps。

注意，TIA之前的P-N倾斜将直接影响CMRR，而TIA之后的P-N倾斜等同地影响分子和分母，因此不影响CMRR。另一方面，TIA之后(以及ADC之前)的任意P-N倾斜将降低测量系统的带宽。

应当进一步认识到的是，所提出的方法可应用于实时采样(即，符合奈奎斯特准则)和欠采样。

注意，根据OIF建议，应当以直流且在22GH上测量CMRR_LO和CMRR_SIG。可以重新获得直流上的CMRR，方法是将CMRR(f)曲线外推到f＝0或通过利用射入LO或SIG端口的单一激光信号(分别用于测量CMRR_LO和CMRR_SIG)对电流(响应率)进行测量。

从前一个耦合器通过检测器到TIA之前的混合体内部的一个P-N倾斜(Δt)将如以上所述影响CMRR，因此，该P-N倾斜可以通过比较理论曲线(例如，等式(5))从CMRR(f)测量结果进行估计。

可替代地，该测量可以更为直接地进行，方法是将检测器偏置电压转移到检测器对的一个检测器上，然后以类似于上述方法的方式测量I-Q倾斜，接着比较被转移偏置电压的另一个检测器的结果。以此方式，产生随频率而变化的两个相位曲线，并且两个曲线之间斜度差异就表示P-N倾斜。当转移检测器偏置电压时，该检测器的带宽有相当程度的减少(通常达到几百MHz)，所以优选地是选择远高于该带宽的IF，以便使其对测量的影响降至最低。例如，倾斜可以从两个相位曲线中测量，这两个曲线都是测量用于落在间隔-10GHz到-5GHz和+5GHz到+10GHz之内的IF值；-5GHz到+5GHz之间的间隔被避开了，因为对于这些频率而言，关闭的检测器可能仍影响测量。

ICR的电输出连接(包括电连接至采样装置的测量头和内部电子设备)之后引入的任意P-N倾斜都会导致带宽降低。尽管在原则上这种降低可能主要考虑通过校准来解决，但优选地是充分地最小化任意这类倾斜，例如通过匹配“P”和“N”缆线(包括每个缆线对)的时间延迟到几皮秒之内。一种替代方法是以“单端模式”进行测量，也就是说只利用多个平衡输出中的一个，但这样做会将电压摆动减半并且可能使测量易于受到TIA输出中的任意偏差等的影响。

应当注意的是，本文实施例所描述的CMRR测量当然可以在多于一个ITU信道的环境中实施，即对于多个标称信道，中心波长落在受验的ICR的规定范围之内。

可以设想，本发明的实施例可应用于改进的ICR设计中，对于这种改进设计，本地振荡激光器封装在ICR本身的外壳之内，也就是说对于这种改进设计，只有一个光输入端口(用于SIG)通过外部的ICR壳体。这种LO激光器仍可以通过适当的电控制信号来调谐。仍可以考虑将这类“内部”LO激光器外接至ICR，并且对ICR的“第二光输入”将永久地连接在公共壳体内部，即测试系统(图4)的LO输出端口404不连接至ICR104(图2)的LO输入端口。由于这种永久的且实际上难以达到的连接，这种情况下只有CMRR_SIG可以测量。而且，为了评估图3B中所示的分子，仍需要第二(外部)LO激光器，因为有可能无法切换内部LO激光器的光路径。

还应当注意的是，有利的方面是对于本发明的用于CMRR测量的实施例，对应于ICR的输入上的SIG和LO激光器光的光学功率等级并不重要。然而，这些功率应当位于合理范围以内：低于可能引起过度的总谐波失真的等级，但足够地高，以确保来自ICR的结果差分电信号不会靠近电子噪声谷底。然而，应当认识到的是，如果希望使用测试设备同时测量其他指标(例如，总带宽响应、接收器响应率等)，进行额外的校准程序可能很重要。执行这些程序的方式对于本领域的普通技术人员是众所周知的，在此不详细论述。

图8展示了详细描述多个步骤的一种示例性表征方法，参考图3A和图3B执行这些步骤可以实现本文描述的CMRR表征方法。在本文中参考图4的测试系统400来示例化图8的步骤，但应当注意的是，在不影响图8方法的步骤的情况下可以改变测试系统400的结构。当然，图8方法的大部分或全部步骤可以通过例如计算机或集成在测试系统(参见图17)中的中央处理单元(CPU)来自动操作或控制。

步骤804、806、808、810、812以及814依次执行以提供等式(1a)和(1b)的分母值。在步骤804，打开第一(SIG)和第二(LO)测试激光器406、408。在步骤806，通过将第一(SIG)和第二(LO)测试激光器406、408调谐至相同的光波长来设置中频f_IF为大约0Hz。通常选择该波长位于受验ICR的操作范围内。在步骤808，通过使用光切换装置410，切换第一测试信号(SIG)406以射入ICR的SIG光输入102中并切换第二测试信号(LO)408以射入ICR的LO光输入104中。在步骤810，利用偏振控制器411将X和Y光混合器107中的光功率等级设置为大约相等。这可以利用ICR的采样X和Y电输出114的反馈来完成。例如，可以将XI和XQ中的功率电平总和设置为约等于YI和YQ的功率电平总和。应当理解的是，在X和Y分支上功率实际上不需要相等，但最低的功率电平应该仅出现在两个分支上。在步骤812，在差分电输出114上测量振幅等级V_XI、V_XQ、V_YI和V_YQ。在步骤814，改变测试激光器406、408的波长设置以提供不同的IF值，并对落在-f_BAUD和+f_BAUD限定的范围内的多个_IF值进行重复测量。

执行步骤816、818、820和822是为了提供等式(1a)和(1b)的分子值，以用于ICR的LO光输入104所对应的CMRR表征。在步骤816，通过将第一(SIG)和第二(LO)测试激光器406、408发射的光调谐至相同的光波长来设置中频f_IF为大约0Hz。在步骤818，第一测试信号(SIG)406和第二测试信号(LO)408通过光切换装置410来切换，这样它们都射入ICR的LO光输入102中。在步骤820，在差分电输出114上测量振幅等级V_LO,XI、V_LO,XQ、V_LO,YI以及V_LO,YQ。在步骤822，改变测试激光器406、408的波长设置以提供不同的IF值，并对落在-f_BAUD和+f_BAUD限定的范围内的多个IF值进行重复测量。

在步骤824，对应于ICR的LO光输入104的CMRR表征可以从步骤812和820中测量的值中得到，表示为：

CMRR_LO,XI(f_IF)＝V_LO,XI(f_IF)/V_XI(f_IF)

CMRR_LO,XQ(f_IF)＝V_LO,XQ(f_IF)/V_XQ(f_IF)

CMRR_LO,YI(f_IF)＝V_LO,YI(f_IF)/V_YI(f_IF)

CMRR_LO,YQ(f_IF)＝V_LO,YQ(f_IF)/V_YQ(f_IF)

执行步骤826、828、830、832和834是为了提供等式(1a)和(1b)的分子值，以用于ICR的SIG光输入102所对应的CMRR表征。在步骤826，通过调谐第一(SIG)和第二(LO)测试激光器406、408至相同的光波长，再次将中频f_IF设置为大约0Hz。在步骤828，通过使用光切换装置410，切换第一测试信号(SIG)406和第二测试信号(LO)408，这样它们都射入ICR的SIG光输入102中。注意，如步骤810，X和Y光混合器107中的光功率等级应当近似相等。然而，本文假设此条件在设置它的步骤810和步骤828之间不发生变化。当然，在步骤828之前步骤808和810可以重复，这应当是必要的。在步骤830，测量差分电输出114上的振幅电平V_SIG,XI、V_SIG,XQ、V_SIG,YI和V_SIG,YQ。在步骤832，改变测试激光器406、408的波长设置以提供不同的IF值，并对-f_BAUD和+f_BAUD之间的多个IF值进行重复测量。

在步骤834，对应于ICR的SIG光输入104的CMRR表征可以从步骤812和830测量的值中得到，表示为：

CMRR_SIG,XI(f_IF)＝V_SIG,XI(f_IF)/V_XI(f_IF)

CMRR_SIG,XQ(f_IF)＝V_SIG,XQ(f_IF)/V_XQ(f_IF)

CMRR_SIG,YI(f_IF)＝V_SIG,YI(f_IF)/V_YI(f_IF)

CMRR_SIG,YQ(f_IF)＝V_SIG,YQ(f_IF)/V_YQ(f_IF)

如上文所提及，步骤810和812的一种替代方法包括设置偏振控制器以分别最大化X和Y分支上的功率等级并顺序地测量X输出和Y输出的振幅电平。在这种情况中，在计算CMRR之前，测得的值V_XI、V_XQ、V_YI和V_YQ应当乘以例如一个因子

${\mathrm{CMRR}}_{\mathrm{LO},\mathrm{XI}}\left(f_{\mathrm{IF}}\right)=V_{\mathrm{LO},\mathrm{XI}}\left(f_{\mathrm{IF}}\right)/\left(\sqrt{2}{V}_{\mathrm{XI}}\left(f_{\mathrm{IF}}\right)\right)$

欠采样和IF计算

如果对ICR的电输出进行“实时地”采样，即以约等于或高于约2f_BAUD的采样率(在正常使用中，ICR所用的采样率)的采样率f_S(例如，通过商购的高速多信道示波器)，可以确定f_IF的值，方法是进行例如XI和XQ正弦波产生的电场的傅立叶变换，更便捷的是进行快速傅立叶变换(FFT)，从而在表示IF的频谱中产生定义明确的音调。(这种方法的一个示例在已公开的Abe等人的专利US2013/0237202进行了描述)然而，如果采用欠采样(即|f_IF|>f_S/2)，实际的IF音调会产生混叠并且折叠到FFT谱中，出现在±f_S/2内的不同视在频率f_IFu上，从而使得真实的f_IF值无法分辨且很难确定。

假设欠采样折叠率(以整数M表示)是已知的，通过以下等式，可以从混叠的f_IFu中计算出真实的中频f_IF：

f_IF＝f_IFu+M·f_s                         (6)

在一个优选实施例中，目标频率偏移f_IF,set(由两个紧密间隔的激光波长的“设定”谱间隔给定)与实际的中频f_IF有关，由以下表达式

f_IFset-Δf≤fIF≤f_IFset+Δf

                                                  (7)

其中Δf是中频设置中的不确定度(与预先未知的真实谱间隔有关)。不确定度Δf通过例如工厂校准或者必要的情况下由每天或每周现场校准来最小化。而且，剩余的不确定度Δf的大小一般也基本知道(例如，从上述校准程序或“故意设置”)。然后可以基于f_IF,set来计算估计的折叠率M_set，接着在测量的复频域的至少一个偏振分量的傅立叶谱中从混叠音调的f_IFu频率上精确确定f_IF，例如测量的电信号对应于X偏振(XI、XQ)的同相的且正交的分量。然而，可靠地确定f_IF值的先决条件是M和M_set之间的整数差是已知的(例如，-1、0、+1)。

f_S和与所选择的激光器偏差值f_IF,set相关的不确定度(Δf)之间的关系可以分为三种情况。

情况1：如果Δf较小，那么直接使用设定值(f_IF＝f_IF,set)不会对测量的ICR参数有太大影响，位于预定的测量公差以内，因此不需要寻求所测的频率为f_IF的音调的更优精度(例如，通过参考下文的“情况3”所概述的算法过程)。这里M＝M_set。

CMRR测量本身通常不会高度依赖于f_IF的确切值。然而，在此方面，还可以在ICR表征时进行的其他相关测量可能更为迫切。例如，混合相位错误的测量对f_IF是十分敏感的，因此f_IF中的系统偏差可能引入不可忽略的测量相位误差，而f_IF中随机变化的偏差的影响通常危害不大，因为这种随机变化的偏差可以通过平均运算来降低。图10针对于10ps的IQ倾斜(OIF执行协议中的最大允许信道倾斜)和0混合相位误差给出了随f_IF变化的IQ椭圆相位偏差的仿真结果。实线代表精确的f_IF，因此对于f_IF＝0，相位偏移等于0。虚线表示±250MHz的系统f_IF偏移的效果，这产生了大约1度的单独混合相位误差。OIF执行协议规定了5度的最大相位误差，所以1-ps测量不确定度是一个合理的目标。因此，情况1需要表现为“实验室级别的”光频率稳定性的激光源，并且可能必须定期地校准测试系统。注意，尽管典型的当前可利用的电信级激光器(例如Emcore制造的TTX1994ITLA型)应当每天校准，但由激光器光频率稳定性和波长校准引起的不确定性仍可能过多。

情况2：当不确定度Δf非常高(例如，Δf>f_S/2)时，通过分析例如复IQ域的傅立叶谱可以获得一点提高或者没有提高，因为与混叠相关的折叠率(M)常常是不正确的。因而，通过欠采样获得的CMRR评估对这种情况而言一般是不可行的。

情况3：如果不确定度Δf介于以上情况1和2的中间水准，即根据情况1的直接估计不完全可靠，但对于Δf<f_S/2，能够根据M_set估计正确的折叠率M，那么估计的f_IF的精度可以通过傅立叶分析得到提高。图11展示了Δf<f_S/2并且f_IF,set接近于5f_S/2的示例。因此，真实的f_IF可以低于或高于5f_S/2(即相应的折叠率可以分别是M＝2或M＝3)，如阴影频率范围所表示，该范围从(f_IF,set-Δf)延伸至(f_IF,set+Δf)。由于混叠，这种真实的频率范围折叠到从-f_S/2至+f_S/2延伸的混叠频率区域，对于这种情况，同时对同相和正交相位信号进行采样。(如果只对同相和正交相位信号中的一个进行采样，那么混叠的频率范围仅从0延伸到+f_S/2。)由于Δf<f_S/2，存在一个隔离这些频率(对应于M＝2和M＝3)的“防护带”。因此只要防护带是非零的“宽度”(Δf<f_S/2)，可以正确地求解任意的f_IF,set。比率f_IF,set/f_S表示最近的混叠“边界”(2n+1)f_S/2，其中n是整数，定义了对应于防护带所在的频率之间的频率的那些M值。

实际上，100G ICR的OIF执行协议要求测试ICR参数(例如rf带宽和CMRR)达到至少22GHz。可商购的可集成调谐激光器配件(ITLA)一般包括两个cw可调谐激光器源，对于这些可调谐激光器源而言，光频率设置精度中的不确定度通常低于250MHz(这与前述的Emcore激光器的情况一样)。因而，利用这样的激光器，精确的折叠率确定对大约500MHz或更高的采样率f_S应当是可行的。

情况1和3适合于采用欠采样的CMRR测量。

对于情况1，假设f_IF＝f_IF,set(即，可以忽略与f_IF,set相关的不确定度Δf)，因而有：

M＝M_set＝ROUND(f_IF,set/f_s)             (8)

其中ROUND函数对最近的整数值做取整运算。然后，由等式(6)，对应于IF的频率混叠音调的频率f_IFu将表示为：

f_IFu＝f_IF,set-M_set·f_s                 (6)

然而，如果f_IF,set/f_S是半个奇数值(例如，3.500＝7/2)，那么在M＝3和M＝4之间无法区分。(依照惯例，ROUND函数在两个可能的整数中产生了较大者，但是在数学上两个整数解当然是可能的。)对于这种情况，可以通过以下方式之一解决这种歧义：

a)设置两个激光器具有稍微不同的光频率间隔f′_IF，set，从而产生唯一的M值；以及

b)以不同于“第一”采样率的已知不同“第二”采样率f′_s对电输出进行采样。

现在参考一个优选实施例来讨论情况3，在该实施例中对同相和正交相位分量同时进行采样。测得的混叠频率为f_IF,u的音调的折叠率M可以根据中频f_IF,set的初始估计、f_IF,set值中的不确定度，Δf，以及已知的采样频率f_S来评估。根据f_IF,set和f_S，估计的折叠率M_set(对应于f_IF,set)可以通过等式(8)来计算。

引入参数f_IF,set也是很方便的，根据M_set该参数在等式(6)中可以表示为：

f_IFu,set＝f_IF,set-M_set·f_s                  (6b)

现在，实际的折叠率M可以通过以下算法进行评估：

(I)如果(f_IF,set+Δf)>(M_set+1/2)·f_s，并且如果f_IF,u<(f_IFu,set-Δf)，那么

M＝M_set+1                         (9a)

(II)否则，如果f_IF,set-Δf<(M_set-1/2)·f_s，并且如果f_IF,u>f_IFu,set+Δf，那么M＝M_set–1                                 (9b)

(III)否则M＝M_set                       (9c)

一旦已经以这种方式确定了M，那么实际的(非混叠的)中频f_IF可以通过等式(6)的关系从相对应的欠采样音调f_IFu的视在频率来评估。

现在，正如此前描述的情况1(对于该情况，不确定度假设Δf为零)，如果f_IF,set/f_s约等于奇数的一半，应当再次利用以下方式之一进行测量：

a)将两个激光器设置到不同的光频率间隔f′_IF，set，从而产生唯一的M值；以及

b)以不同的已知“第二”采样率f′_s对电输出进行采样。

对于上述的情况(a)，适合的光频率间隔的不同设置将是f′_IF，set≈(f_IF，_set+0.5f_s)。对以上述的情况(b)，适合的第二采样率将是f′_s≈f_IF，set/((f_IF，set/f_s)+0.5)。还可以设想其他设置。

当然，对于很多实际的测试情况而言，可以进行多个CMRR(以及其他ICR参数)的测量以获得多个f_IF值。如果这些f_IF值间隔足够的近，通过插值法来确保M的精确确定通常是可行的。

总谐波失真(THD)

总谐波失真是由于接收器的饱和产生的非线性的度量，尤其是由于TIA。THD定义为基频(即f_IF)的功率(P₁)和所有更高次谐波(P₂+…+P_N)的功率总和之间的比率。可替代地，THD的振幅比定义可以依据该比率的平方根来表示，即

$\mathrm{THD}={\left(\frac{P_2+P_3+...+P_N}{P_1}\right)}^{1/2}.---\left(10\right)$

rf频谱可以通过适合的电频谱分析仪、基频和从其恢复的较高次谐波来确定。THD还可以利用高带宽实时示波器来测量。当对采样信号s(t)应用快速傅立叶变换(FFT)时，即S(f)＝F{s(t)}，THD可以从功率谱计算，即|S(f)|²，如图12所示。基频f₁的功率P₁对应于相应计算的音调的幅度，而高次谐波P₂和P₃等出现在f₂＝2f₁以及f₃＝3f₁等。在此示例中，IF频率f_IF＝f₁＝1.3GHz，并且采样率f_S是40GS/s。更高次谐波出现在f₂＝2.6GHz以及f₃＝3.9GHz等。

当欠采样时，更高次谐波(每一个通常对应于对应的不同M值)与基频混叠在一起。如果事先已知中频f_IF是高精度的(上文的情况1)或者如果采用确定f_IF的算法(上文的情况3)，接着还能够计算折叠频率(f₂’、f₃’等)，2f_IF、3f_IF等将混叠到这些折叠频率上。图13展示了功率谱的一个示例，对欠采样信号批次u(t)应用FFT产生该功率谱，|U(f)|²，其中F{u(t)}＝U(f)。在大部分情况中，当频率分量较好分开时，直接从rf基带谱上就足以识别它们对应的功率。另外，可以对信号进行滤波以便去除噪声和对应于每个确定的谐波的综合功率，其方法例如在频域进行卷积，即G(f)＝|U(f)|²*g(f)，其中g(f)是窄带数字滤波器(例如，高斯形状的滤波器)。这个过程提高了测量精度并能够检测低功率谐波。

在一些情况中，频谱可能由于(激光器中的一个或两个)过度的光频率抖动而变得模糊，尤其结合了低采样率时，这种抖动使得在傅立叶域中直接识别f₂’和f₃’更为困难。然而，软件同步程序的使用提供了一种跟踪IF音调的更为鲁棒的方法，并且更为可靠地识别更高次谐波。通过在数值上将窄单边带滤波器h(f)置于最大值附近(例如，高斯形状的滤波器，带宽Δf_h)并应用傅立叶逆变换，可以获得函数p(t)＝F^-1{U(f)h(f)}。如果由于例如激光器相位噪声或频率抖动导致基频波峰较宽，滤波器带宽Δf_h必须足够大以便跟踪相位。或者，替代使滤波器在波峰的最大值定中心的做法，可以围绕质心μ＝Σ(f|U(f)|²)/Σ(|U(f)|²)分布。现在如果根据这个信号的相衍变来绘制单个样本u(t)的曲线φ(t)＝arg{p(t)}/2π，可以获得图14A中所示的软件同步信号，即一个周期或单位间隔的u(φ(t))。通过合并位于预定相位间隔上的所有样本，即φ_i＝{φ<2πi/N和φ>2π(i-1)/N}，“噪声过滤的”信号p(φ)可以如图14B所示进行合成，其中i＝1,2,…,N。

接着，对p(φ_i)进行N点离散傅立叶变换以提供功率谱P(k)＝|F{u_av(φ_i)}|²，其中k＝0，1，…，N-1，如图15所示。该功率谱(P₁；P₂，…，P_k)的峰值对应于f_IF上的功率，也对应于其可辨识的谐波(f₂，f₃，…，f_k)的功率。然后可以将这些功率插入到等式(10)中来估计THD(或者采用任意替代的表达式来估计THD)。在此示例中，THD＝(2.8E-3+1.9E-3+5.0E-7+…)^1/2＝6.9％。为了进行比较，利用信号的实时采样而计算的THD也得到了THD＝6.9％。

当f1’是近直流或f_S/2时(即分别为f₁’<2Δf_h或|f_s/2-f₁’|<2Δf_h，其中Δf_h是上述的软件同步程序中的滤波器带宽)，存在软件同步可能失败的风险，因此估计的THD可能是不精确的。如果IF值f_IF位于这些特定频率区域之内，就舍弃该结果并进行一次新的测量。图16给出了实时采样方法和本发明的实施例中所采用的欠采样方法之间的比较。可以利用此方法进行测量的THD的最低能级依赖于噪声和测量装置的线性度，主要是跟踪和保持(T/H)组件和模数转换器。

OIF执行协议(见上述引文)建议在1000±50MHz的IF值f_IF上进行THD测量，并且建议射入受验的ICR的光功率等级应当在规定的水平上。而且，应当设置ICR增益，这样峰到峰输出电压就位于规定的电平上。这些设置是必需的，目的是确保在相同的线性条件下可以重复进行测量(例如，客户进行的进货检验“抽查”)。

其他ICR参数的测量

本发明的多个方面主要集中在利用信号的实时和欠采样两者进行CMRR和THD的测量。然而，本发明的多个实施例有利地适合于其他与OIF执行协议相关的ICR参数的表征。其他这些参数的示例包括光回损(ORL)、频率响应(带宽)、低频截止(LFC)以及直流灵敏度。通常，这些其他参数的测量只需要对例如专门设计用于CMRR测量的测试设备做较小的改动。然而，某些测量可能需要对测试系统进行更严格的校准(例如，光输入功率的精确测量，以便评估ORL)，但这很容易实现(例如，对ORL而言，使用前向411和后向420监控端口，如图4所示)。更为有利的是，某些参数可以同时测量。

Claims (28)

1.一种用于表征集成相干接收器(ICR)的参数的方法，该集成相干接收器被设计成正常用于接收以一个指定的符号率f_BAUD传输的一个相位调制光通信信号，并且该集成相干接收器包括：

两个光输入端口，

位于一对互补光输出上的一个光混合装置，该装置用于对将要在该两个光输入端口上接收的信号进行外差混合，以及

一对平衡光检测器，该对平衡光检测器检测离开相应的所述互补光输出对上的光，以便在一个电输出上提供一个差分电信号，

该方法包括以下步骤：

提供光频率为ν₁的一个第一偏振高相干光测试信号以及光频率为ν₂的一个第二偏振高相干光测试信号以便射入该ICR，所述第一和第二测试信号具有对应的光频率，这些光频率以一个中频f_IF＝ν₂-ν₁彼此间隔；

将该第一测试信号射入该ICR的两个光输入端口之一并且将该第二测试信号射入该两个光输入端口中的另一个，并且以一个已知的主采样率f_S对该ICR的电输出进行采样，以便提供一个分母值，该电输出是所述第一和第二光测试信号的外差混合的响应；

将共同传播的所述第一和第二测试信号射入该两个光输入端口中的一个给定端口中，并且以所述主采样率f_S对该ICR的电输出进行采样，以提供对应于该两个光输入端口中的所述给定端口的一个分子值，该电输出是所述第一和第二光测试信号的外差混合的响应；并且

从所述分子和分母值计算所述参数的值。

2.如权利要求1所述的方法，其中：

该ICR的所述两个输入端口分别对应于一个信号输入(SIG)端口和一个本地振荡器(LO)输入端口，该信号输入端口通常用于接收该相位调制通信信号；并且

所述参数包括频率为所述中频f_IF的所述电输出的一个共模抑制比(CMRR)，对应于所述共同传播的测试信号射入该信号(SIG)和本地振荡器(LO)输入端口的所述给定一个端口，该CMRR的值与该分子值和该分母值的比率成正比。

3.如权利要求2所述的方法，其中该方法利用该信号(SIG)和本地振荡器(LO)输入端口中的所述指定一个的另一个端口而重复。

4.如权利要求2所述的方法，其中该ICR包括多个所述互补光输出对、对应多个所述平衡检测器对以及对应多个所述电输出，这些采样步骤对所述多个所述电输出中的每一个进行重复，以便计算所述参数的相应值。

5.如权利要求4所述的方法，其中

所述相位调制光通信信号包括两个谱叠加的正交偏振分量(X，Y)；

所述光混合装置包括两个光混频器，每个光混频器接收射入这些光输入端口的第一和第二光测试信号的两个正交分解的偏振分析部分的一个对应部分；并且

该多个所述电输出包括IX、QX、IY、QY中的至少两个。

6.如权利要求5所述的方法，其中这些偏振光测试信号中的每一个的偏振状态(SOP)与这些光输入端口有关，这样该两个光混频器同时接收该第一和该第二光测试信号中的每一个的彼此正交分析部分，这些独立的彼此正交分析部分基本上是等幅的。

7.如权利要求5所述的方法，进一步包括利用至少一个偏振控制器(PC)调节与这些光输入端口相关的偏振光测试信号中的每一个的偏振状态(SOP)，从而：

这些光测试信号中的一个信号在该ICR中分为基本等幅的多个彼此正交分析部分，所述多个部分中的每一部分由该两个光混频器中的对应一个来接收；并且最大化该两个光混频器中的一个所接收的所述光测试信号中的另一个的幅度。

8.如权利要求5所述的方法，其中重复该方法的所述步骤以便测量输入端口和电输出的多种组合形式的CMRR。

9.如权利要求2至8中任一项所述的方法，其中重复该方法以便以中频f_IF的至少另一个值来测量CMRR。

10.如权利要求1至8中任一项所述的方法，其中所述主采样率f_S高于两倍的所述中频的值并且其中所述中频的所述值由以所述主采样率f_S采样的电输出来确定。

11.如权利要求1至8中任一项所述的方法，其中：

所述采样率f_S低于两倍的所述中频f_IF的值，这样该ICR的所述电输出的所述检测是欠采样检测，并且

已知f_IF位于一个不确定度Δf_IF所定义的一个间隔内，该不确定度f_IF与一个大约已知的中频设置值f_IF,set相关，因此它满足

f_IF,set-Δf_IF≤f_IF≤f_IF,set+Δf_IF，

该不确定度Δf_IF低于该主采样率f_S的一半；

该方法进一步包括一个IF确定程序，该程序包括以下步骤：

以所述主采样率f_S对所述差分电信号中的至少两个信号进行采样，这些电信号对应于该外差混合相干光测试光的一个同相表达式和一个正交相位表达式(IX、QX；IY、QY)中的对应一个；

在频域以一个相应的混叠频率f_IF,u识别一个混叠音调，该混叠音调对应于所述中频f_IF；

至少从该混叠频率值f_IF,u、该中频设置值f_IF,set、该不确定度Δf_IF以及该已知的主采样率f_S评估所述中频f_IF的值。

12.如权利要求11所述的方法，其中所述评估所述中频f_IF的值包括确定一个整数，该整数表示一个欠采样折叠率M，所述折叠率M满足一个折叠率条件，对于该条件：

I.如果 $(f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}+\mathrm{\&Delta;f})>[\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right)+1/2]\&CenterDot;f_S,$ 并且如果f_IF,u<(f_IFu,set-Δf)，

那么 $M=\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right)+1;$

否则：

II.如果 $f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}-\mathrm{\&Delta;f}<[\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right)-1/2]\&CenterDot;f_S,$ 并且如果f_IF,u>(f_IFu,set+Δf)，

那么 $M=\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right)-1;$

否则：

III. $M=\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right);$

其中 $f_{\mathrm{IFu},\mathrm{set}}=f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}-f_s\&CenterDot;\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right),$

那么根据一个线性混叠等式，中频f_IF的所述值与所述混叠频率值f_IFu、所述采样率f_S、以及所述欠采样折叠率M有关，该等式被定义为：

f_IF＝f_IFu+M·f_s。

13.如权利要求12所述的方法，其中：

该折叠率M的多于一个的值满足所述线性混叠等式，

该方法进一步包括以下操作之一：

a)为该两个激光器设置一个不同的中频，f′_IFset并且

b)以一个不同的已知第二采样率进行采样f′_s，

并且重复对所述差分电信号中至少两个信号进行采样的步骤。

14.如权利要求13所述的方法，其中所述不同中频f′_IF，set约等于

(f_IF，set+0.5f_s)

并且所述不同的已知第二采样率f′_s约等于

f_IF，set/((f_IF，set/f_s)+0.5)。

15.如权利要求11所述的方法，

其中该采样信号在频域包括附加的可辨别的音调，这些音调对应于该中频f_IF的多个谐波，

该方法进一步包括一个谐波阶次识别程序，该程序包括：

以一个不同的已知第二采样率f_s′对所述差分电信号进行采样，所述已知主和辅采样率f_s、f_s′之间的差值量级远小于所述频率中的较小者，因此|f′_s-f_s|＜＜min(f′_s，f_s)；

从其对应的混叠频率的相对位移中确定每个可识别音调的谐波阶次，该对应的混叠频率对应于以该已知主和辅采样率f_s、f_s′的采样。

16.如权利要求15所述的方法，其中利用所述谐波阶次的识别程序识别的附加采样谐波音调(P₂，P₃，…P_k)中的每一个的幅度提供了每个谐波音调的功率的指示，该方法进一步包括估计总谐波失真(THD)的步骤，所述THD与以下计算方法之一的比率相关：

每个谐波音调的功率的直和，以及

每个谐波音调的功率的平方和，

就对应于中频为f_IF的该采样音调的一个幅度(P₁)而言。

17.如权利要求11所述的方法，其中所述主采样率f_S低于由该正常使用的ICR所接收的光通信信号的符号率f_BAUD的十倍。

18.一种用于表征集成相干接收器(ICR)的参数的测试系统，该集成相干接收器被设计成正常用于接收以一个指定的符号率f_BAUD传输的一个相位调制光通信信号，并且该集成相干接收器包括：

两个光输入端口，

位于一对互补光输出上的一个光混合装置，该装置用于对将要在该两个光输入端口上接收的信号进行外差混合，以及

一对平衡光检测器，该对平衡光检测器检测相应的所述互补光输出对上的光，以便在一个电输出上提供一个差分电信号，

该系统包括：

两个光输出端口，用于分别连接至所述ICR的所述两个光输入端口；

一个第一偏振高相干光源，用于提供光频率为ν₁的一个第一测试信号，以及一个第二偏振高相干光源，用于提供光频率为ν₂的一个第二测试信号，所述第一和第二测试信号的对应的光频率以一个中频f_IF＝ν₂-ν₁彼此间隔；

一个光切换装置，用于将所述第一和第二测试信号切换到至少一个第一和一个第二测试配置中，其中：

在所述第一测试配置中，将该第一和该第二测试信号引导入对应的所述两个光输出端口，这样该第一测试信号将射入该ICR的两个光输出端口中的一个并且该第二测试信号将射入该两个光输入端口中的另一个；并且

在所述第二测试配置中，组合该第一和该第二测试信号并引导入该两个光输出端口中的一个给定端口，以便以共同传播的方式同时射入该两个光输入端口中的一个相应端口；

一个模数转换器，用于以一个已知主采样率f_S对该ICR的电输出进行采样，该电输出是所述第一和第二光测试信号的外差混合的响应，其中：

在所述第一测试配置中对该电输出进行采样是为了提供一个分母值，并且

在所述第二测试配置中对该电输出进行采样是为了提供一个分子值，该分子值对应于该两个光输入端口中的所述给定端口；以及

一个信号处理器，该信号处理器被配置成用于从该分子值和该分母值计算所述参数的值。

19.如权利要求18所述的测试系统，其中

该ICR的所述两个输入端口分别对应于一个信号输入(SIG)端口以及一个本地振荡器(LO)输入端口，该信号输入端口通常用于接收该相位调制通信信号；并且

所述参数包括频率为所述中频f_IF的所述电输出的一个共模抑制比(CMRR)，对应于所述共同传播的测试信号射入该信号(SIG)和本地振荡器(LO)输入端口中的所述给定一个端口，该CMRR的值与该分子值和该分母值的比率成正比。

20.如权利要求19所述的测试系统，其中所述光切换装置被适配成用于进一步将所述第一和第二测试信号切换到至少一个第三测试配置中，其中组合该第一和该第二测试信号并引导入该两个光输出端口中的所述给定端口的另一个，以便以共同传播的方式同时射入该信号(SIG)和本地振荡器(LO)输入端口的所述指定端口的另一个。

21.如权利要求18至20中任一项所述的测试系统，其中该ICR包括多个所述互补光输出对、对应多个所述平衡检测器对以及对应多个所述电输出，并且其中该测试系统进一步包括用于采样所述多个所述电输出的多个所述模数转换器，以便计算所述参数的相应值。

22.如权利要求21所述的测试系统，其中

所述相位调制光通信信号包括两个谱叠加的正交偏振分量(X，Y)；

所述光混合装置包括两个光混频器，每个混频器接收射入这些光输入端口的该第一和该第二光测试信号的两个正交分解的偏振分析部分的一个对应部分；并且

该多个所述电输出包括IX、QX、IY、QY中的至少两个。

23.如权利要求22所述的测试系统，进一步包括至少一个偏振控制器(PC)，该偏振控制器用于针对于该光输入端口来调节该第一测试信号的偏振状态(SOP)，这样该两个光混合器同时接收其相互正交的分析部分，这些相应的相互正交的分析部分基本上是等幅的。

24.如权利要求22所述的测试系统，其中测量用于输入端口和电输出的多种组合的CMRR。

25.如权利要求19或24所述的测试系统，其中该第一偏振高相干光源和该第二偏振高相干光源中的任意一个是可调谐的，以便以中频f_IF的至少另一个值重复该CMRR测量。

26.如权利要求18至20中任一项所述的测试系统，其中：

所述模数转换器的所述采样率f_S低于两倍的所述中频f_IF的值，这样该ICR的所述电输出的检测是欠采样检测，并且

已知f_IF位于一个不确定度Δf_IF所定义的一个间隔内，该不确定度与一个基本已知的中频设置值f_IF,set相关，因此它满足

f_IF,set-Δf_IF≤f_IF≤f_IF,set+Δf_IF，

该不确定度Δf_IF低于该主采样率f_S的一半；

以所述主采样率f_S对所述电输出中的至少两个进行采样，所述至少两个电输出对应于一个同相表达式和外差混合相干光测试光的正交相位(IX、QX；IY、QY)表达式中的对应一个；并且

所述信号处理器包括一个IF确定函数，该函数包括以下步骤：

在频域识别相应混叠频率为f_IF,u的一个混叠音调，该混叠音调对应于所述中频f_IF；并且

从多个参数评估所述中频f_IF的值，这些频率包括该混叠频率值f_IF,u、该中频设置值f_IF,set、该不确定度Δf_IF以及已知的主采样率f_S。

27.如权利要求26所述的测试系统，其中所述IF确定函数是中频f_IF的值的评估包括评估一个整数，该整数表示一个欠采样折叠率M，所述折叠率M满足一个折叠率条件，对于该条件：

I.如果 $(f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}+\mathrm{\&Delta;f})>[\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right)+1/2]\&CenterDot;f_S,$ 并且如果f_IF,u<(f_IFu,set-Δf)，

那么 $M=\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right)+1;$

否则：

II.如果 $f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}-\mathrm{\&Delta;f}<[\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right)-1/2]\&CenterDot;f_S,$ 并且如果f_IF,u>f_IFu,set+Δf，

那么 $M=\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right)-1;$

否则：

III. $M=\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right);$

其中 $f_{\mathrm{IFu},\mathrm{set}}=f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}-f_s\&CenterDot;\mathrm{ROUND}\left(\frac{f_{\mathrm{IF},\mathrm{set}}}{f_s}\right),$

那么根据一个线性混叠等式，中频f_IF的所述值与所述混叠频率值f_IF,u、所述采样率f_S、以及所述欠采样折叠率M相关，该等式被定义为：

f_IF＝f_IFu+M·f_s。

28.如权利要求26所述的测试系统，其中所述模数转换器的所述主采样率f_S低于将由该正常使用的ICR所接收的光通信信号的符号率f_BAUD的十倍。