CN104135241A - 一种基于GaN的宽带平衡功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于GaN的宽带平衡功率放大器，包括Lange耦合器、微带传输线、Banding金丝线、滤波电感、稳定电阻以及宽禁带GaN基HEMT组成，该功率放大器的偏置电路包括T型接头、微带传输线、滤波电容、稳定电阻以及GaN基HEMT，所述GaN基HEMT（H）的型号为NRF01-02aHEMT管芯；所述Lange耦合器选用特征阻抗为50Ω的四线3dB耦合Lange耦合器；该功率放大器结构简单、成本低廉，采用Lange耦合器构建平衡功率放大器结构，使用多节阻抗匹配技术设计输入/输出匹配网络，实现功放宽带特性，在115~315GHz频带内，功放线性增益大于12dB，饱和输出功率大于8W。

Description

一种基于GaN的宽带平衡功率放大器

技术领域

 本发明属于电力电子应用技术领域，尤其涉及一种基于GaN的宽带平衡功率放大器。

背景技术

功率放大器是通信、雷达、导航等系统发射端中极为重要的组成部分。通过功率放大器，从前端馈入的小信号会被放大到满足系统需求的功率，进而完成信号的发射、远距离传输和稳定接收。因此，功率放大器的性能决定了系统的技术水平与最终指标。根据现有技术水平，针对毫米波功率放大器的研制主要使用行波管和各种半导体器件。其中，行波管多用于高功率领域，半导体器件多用于中小功率放大器。近年来随着微波固态器件技术的发展，基于半导体器件的固态功率放大器已经越来越得到科研人员和生产厂商的认可，逐步成为主流。固态功率放大器具有可靠性高、交调性能好、功耗小、工作电压低、以及部署灵活等优点。

固态功率放大器主要使用高电子迁移率管（HEMT，High Electron Mobility Transistor），GaN HEMT作为一种异质结场效应管，其主要结构是基于宽带和窄带材料形成的异质结，在异质结界面处由于极化效应形成二维电子气，从而实现载流子和施主杂质在空间上达到了分离的效果。由此带来的高电子迁移率特性能够用于高频、高速的集成电路之中。其具有高功率密度、高截止频率、高饱和电流、高击穿电压和高跨导等优点。在大功率输出条件下能够有效提高系统效率，降低热损耗，减小系统规模和体积。GaN异质结二维电子气出色的电流处理能力使得AlGaN/GaN异质结材料成为制造微波功率器件的理想选择。

目前,宽带功放比较常用的设计技术是分布式或行波放大器方法,这种技术采用线性设计方法确保整个频段内的线性度、增益平坦度和高回波损失.然而,这种技术需要多管芯合成来实现高功率,因此,它存在成本高、规模大、效率低等缺点.使用谐波调协放大器如J类、F类,或者采用开关模式放大器如E类、D类、逆F类,虽然可以显著提高功放效率,但在所需频带内的谐波调协性能的下降,使得此类功放通常只适合于窄带应用,并不适合宽带(一个倍频程)功放设计。

发明内容

针对上述现有技术存在的缺陷和不足，本发明的目的在于，提供一种基于GaN的宽带平衡功率放大器，本发明的功率放大器具有成本低，采用Lange耦合器构建平衡功率放大器结构，使用多节阻抗匹配技术设计输入/输出匹配网络,实现功放宽带特性，在115~315GHz频带内,功放线性增益大于12dB，饱和输出功率大于8W。

为了实现上述任务，本发明采用如下的技术解决方案：

一种基于GaN的宽带平衡功率放大器，其特征在于，包括Lange耦合器、微带传输线、Banding金丝线、滤波电感、稳定电阻以及宽禁带GaN基HEMT组成；所述第一Lange耦合器（L1）的输入端（1）与信号输入端（IN）相连，该Lange耦合器（L1）的接地端（2）通过第一稳定电阻（R1）接地，该Lange耦合器（L1）的上输出端（3）通过微带传输线（TL）、Banding金丝线（Wire）与第一滤波电容（C1）相连，该Lange耦合器（L1）的下输出端（4）通过微带传输线（TL）、Banding金丝线（Wire）与第二滤波电容（C2）相连；所述的第一电容（C1）通过Banding金丝线（Wire）与第一GaN基HEMT（H1）的输入端（1）相连，第一GaN基HEMT（H1）的接地端（3）接地，第一GaN基HEMT（H1）的输出端（2）通过Banding金丝线（Wire）与第三滤波电容（C3）相连；所述第二电容（C2）通过Banding金丝线（Wire）与第二GaN基HEMT（H2）的输入端（1）相连，第二GaN基HEMT（H2）的接地端（3）接地，第二GaN基HEMT（H2）的输出端（2）通过Banding金丝线（Wire）与第三电容（C4）相连；所述的第三电容（C3）通过Banding金丝线（Wire）、微带传输线（TL）与第2个Lange耦合器（L2）的上输入端（1）相连，所述的第四电容（C4）通过Banding金丝线（Wire）、微带传输线（TL）与第二Lange耦合器（L2）的下输入端（2）相连，所述Lange耦合器（L2）的接地端（3）通过第二稳定电阻（R2）接地，该Lange耦合器（L2）的输出端（4）与信号输出端（OUT）相连。

该功率放大器的偏置电路包括T型接头、微带传输线、滤波电容、稳定电阻以及GaN基HEMT，所述的信号输入端（RFIN）通过第五电容（C5）、微带传输线（TL）、T型接头（Tee）与GaN基HEMT（H）的输入端（1）相连；所述的栅极电源（Vgs）通过第三稳定电阻（R3）、微带传输线（TL）、T型接头（Tee）与GaN基HEMT（H）的输入端（1）相连；所述第六滤波电容（C6）、第七滤波电容（C7）和第八滤波电容（C8）分别接在栅极电源（Vgs）与地之间；所述的GaN基HEMT（H）的输出端（2）通过T型接头（Tee）、微带传输线（TL）、第十二滤波电容（C12）与信号输出端（RFOUT）相连；所述的漏极电源（Vds）通过微带传输线（TL）、T型接头（Tee）与GaN基HEMT（H）的输出端（2）相连，GaN基HEMT（H）的接地端（3）接地，所述GaN基HEMT（H）的型号为NRF01-02a HEMT管芯；所述的第九滤波电容（C9）、第十滤波电容（C10）和第十一滤波电容（C11）分别接在漏极电源（Vds）与地之间。

该基于GaN的宽带平衡功率放大器中，所述的微带传输线型号为100um的高阻抗微带传输线；所述的第八滤波电容（C8）和第十滤波电容（C10）选用100pF电容，所述的第七滤波电容（C7）和第九滤波电容（C9）选用100uF电解电容，所述的第六滤波电容（C6）和第十一滤波电容（C11）选用100uF穿心电容；所述GaN基HEMT（H）的型号为NRF01-02a HEMT管芯；所述Lange耦合器选用特征阻抗为50Ω的四线3dB耦合Lange耦合器，该Lange耦合器基于氧化铝陶瓷基片设计。

本发明的有益效果是：

本发明提出了一种基于GaN的宽带平衡功率放大器，该功率放大器由具有宽带性能的Lange耦合器实现功率合成;为实现宽带性能,采用多节阻抗匹配技术设计分立功放的匹配网络.为克服管芯与载片热稳定系数不同引起的热稳定问题,采用与Si膨胀系数接近的AlSiC散热载片,并采用脉冲工作模式进一步减小功放发热量。

平衡功率放大器电路由两支功率管芯组合而成,在输入和输出端分别采用Lange耦合器来实现功率的分配和合成，由于Lange耦合器本身具有90b相移,所以平衡结构不需要额外的移相元件。

理论上,纯电阻阻抗可以在任意带宽内用无数个匹配元件匹配到目标阻抗(如标准508)。而实际器件的阻抗都有电抗分量,复数阻抗只能依据Fano法则在有限的带宽内实现阻抗匹配。用无数个无损匹配网络所能达到最大带宽比。为使功放获得最大输出功率,标准阻抗508需要匹配至最佳的源/负载阻抗.本设计使用的是Nitronex公司生产的NRF01-02a GaNHEMT管芯。晶体管的增益通常会随着频率的增高而下降，为保证频带内的增益平坦度,设计时选择频段的高频端(如311GHz)进行阻抗匹配，通过式计算可得匹配带宽约为216GHz。为获得宽带性能,设计采用多节匹配方式，输入/输出匹配网络均采用了LCL加微带线的多节匹配方式，输入阻抗较小，匹配时先用LCL匹配至一个中间值128，然后采用两节微带线匹配至508。由于本发明设计的功率放大器主要用于驱动后级功率放大器，为简化两者之间的级联电路，将驱动级功率放大器输出阻抗匹配至中间阻抗308。输入输出匹配电路设计中确保阻抗匹配网络任意阻抗点的QL<11725,并采用ADS2009仿真软件进行优化。

平衡功率放大器的带宽主要取决于Lange耦合器的带宽.Lange耦合器容易达到3dB耦合度，并有一个倍频程或更宽的带宽.在氧化铝陶瓷基片(Er=918)上制作特征阻抗为508的四线3dB耦合Lange耦合器。

放大器的直流偏置电路采用1/4波长短路分支线作为射频扼流元件。由于1/4波长短路分支线属于窄带扼流网络，为了展宽带宽，一般采用高特征阻抗的微带线，可见高阻抗线的带宽大于低阻抗线的带宽，考虑到带宽、偏置电流和工艺制作难度，最终选用了宽度为100Lm的微带传输线。1/4波长短路分支线采用并联电容的方式实现射频接地，为了在较宽频带内实现良好的滤波性能，采用三个容值相差1000倍的电容构成滤波旁路网络。载片是AlSiC合金材料，并在其表面镀金,增加其导电性能，通过调节Al、Si、C的比例调制载片的热膨胀系数，使之与管芯衬底热膨胀系数接近，减少管芯烧结和放大器工作时由于膨胀系数差异损坏电路的几率。

本发明的功率放大器具有成本低，采用Lange耦合器构建平衡功率放大器结构，使用多节阻抗匹配技术设计输入/输出匹配网络,实现功放宽带特性，在115~315GHz频带内,功放线性增益大于12dB，饱和输出功率大于8W。

附图说明

以下结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的解释说明。

图1是S波段平衡功率放大器电路原理图；

图2是该功率放大器的功放偏置电路；

图3是该功率放大器的功放散热模型；

图4是该功率放大器3.1GHz时功率、增益、效率曲线，其中Pout曲线表示输出功率，PAE曲线表示输出效率，Gain曲线表示输出增益；

图5是该功率放大器各功率处输出功率、效率曲线，其中Pout曲线表示输出功率，Drain Efficiency曲线表示效率。

具体实施方式

图1是S波段平衡功率放大器电路原理图，包括Lange耦合器、微带传输线、Banding金丝线、滤波电感、稳定电阻以及宽禁带GaN基HEMT组成；所述的微带传输线型号为100um的高阻抗微带传输线；所述GaN基HEMT（H）的型号为NRF01-02a HEMT管芯；所述Lange耦合器选用特征阻抗为50Ω的四线3dB耦合Lange耦合器，该Lange耦合器基于氧化铝陶瓷基片设计。

图2是该功率放大器的功放偏置电路，包括T型接头、微带传输线、滤波电容、稳定电阻以及GaN基HEMT，所述的第八滤波电容（C8）和第十滤波电容（C10）选用100pF电容，所述的第七滤波电容（C7）和第九滤波电容（C9）选用100uF电解电容，所述的第六滤波电容（C6）和第十一滤波电容（C11）选用100uF穿心电容。率放大器管芯在低频段稳定因子K<1,功放容易发生低频振荡，为抑制振荡,较好的办法是在输入端并联入稳定电阻，由于1/4波长短路分支线的带宽特性，在低频段，稳定电阻有效并入功放管芯输入端，确保功放稳定工作，而在工作频带内,稳定电阻的影响较小。

图3是该功率放大器的功放散热模型，载片是AlSiC合金材料，并在其表面镀金,增加其导电性能，通过调节Al、Si、C的比例调制载片的热膨胀系数，使之与管芯衬底热膨胀系数接近，减少管芯烧结和放大器工作时由于膨胀系数差异损坏电路的几率。因为金属Cu的热导率比AlSiC的大，所以采用AlSiC载片在散热特性相对于Cu载片没有优势。但是，AlSiC材料的热膨胀系数与Si的比较接近，相对于Si的相对膨胀率只是铜的40%，展示出AlSiC载片在功率器件热稳定性方面的优势。

图4是该功率放大器3.1GHz时功率、增益、效率曲线，在偏置条件为VDS=28V，IDS=110mA下，输入信号为311GHz脉冲调制信号(脉宽为300Ls，占空比为10%)时，功放线性增益大于12dB，峰值输出饱和功率为3914dBm(817W)，PAE为48%。图5是该功率放大器各功率处输出功率、效率曲线，在115~315GHz频带内，功放饱和输出功率为39~41dBm(8~12W)，漏极效率为56%~65%。GaN基HEMT的击穿电压较高，适当调整栅压、提高漏压可以提高管子的输出功率。如果将漏极偏置电压提高2V,功放饱和输出功率大约提升015dB。

虽然本发明是就其较佳实施例予以示图说明的，但是熟悉本技术的人都可理解到，在所述权利要求书中所限定的本发明的精神和范围内，还可对本发明作出种种改动和变动。

Claims (3)

1.一种基于GaN的宽带平衡功率放大器，其特征在于，包括Lange耦合器、微带传输线、Banding金丝线、滤波电感、稳定电阻以及GaN基HEMT组成；所述第一Lange耦合器（L1）的输入端（1）与信号输入端（IN）相连，该Lange耦合器（L1）的接地端（2）通过第一稳定电阻（R1）接地，该Lange耦合器（L1）的上输出端（3）通过微带传输线（TL）、Banding金丝线（Wire）与第一滤波电容（C1）相连，该Lange耦合器（L1）的下输出端（4）通过微带传输线（TL）、Banding金丝线（Wire）与第二滤波电容（C2）相连；所述的第一电容（C1）通过Banding金丝线（Wire）与第一GaN基HEMT（H1）的输入端（1）相连，第一GaN基HEMT（H1）的接地端（3）接地，第一GaN基HEMT（H1）的输出端（2）通过Banding金丝线（Wire）与第三滤波电容（C3）相连；所述第二电容（C2）通过Banding金丝线（Wire）与第二GaN基HEMT（H2）的输入端（1）相连，第二GaN基HEMT（H2）的接地端（3）接地，第二GaN基HEMT（H2）的输出端（2）通过Banding金丝线（Wire）与第三电容（C4）相连；所述的第三电容（C3）通过Banding金丝线（Wire）、微带传输线（TL）与第2个Lange耦合器（L2）的上输入端（1）相连，所述的第四电容（C4）通过Banding金丝线（Wire）、微带传输线（TL）与第二Lange耦合器（L2）的下输入端（2）相连，所述Lange耦合器（L2）的接地端（3）通过第二稳定电阻（R2）接地，该Lange耦合器（L2）的输出端（4）与信号输出端（OUT）相连。

2.如权利要求1所述的一种基于GaN的宽带平衡功率放大器，其特征在于，该功率放大器的偏置电路包括T型接头、微带传输线、滤波电容、稳定电阻以及GaN基HEMT，所述的信号输入端（RFIN）通过第五电容（C5）、微带传输线（TL）、T型接头（Tee）与GaN基HEMT（H）的输入端（1）相连；所述的栅极电源（Vgs）通过第三稳定电阻（R3）、微带传输线（TL）、T型接头（Tee）与GaN基HEMT（H）的输入端（1）相连；所述第六滤波电容（C6）、第七滤波电容（C7）和第八滤波电容（C8）分别接在栅极电源（Vgs）与地之间；所述的GaN基HEMT（H）的输出端（2）通过T型接头（Tee）、微带传输线（TL）、第十二滤波电容（C12）与信号输出端（RFOUT）相连；所述的漏极电源（Vds）通过微带传输线（TL）、T型接头（Tee）与GaN基HEMT（H）的输出端（2）相连，GaN基HEMT（H）的接地端（3）接地，所述GaN基HEMT（H）的型号为NRF01-02a HEMT管芯；所述的第九滤波电容（C9）、第十滤波电容（C10）和第十一滤波电容（C11）分别接在漏极电源（Vds）与地之间。

3.如权利要求1所述的一种基于GaN的宽带平衡功率放大器，其特征在于，所述的微带传输线（W）型号为100um的高阻抗微带传输线；所述的第八滤波电容（C8）和第十滤波电容（C10）选用100pF电容，所述的第七滤波电容（C7）和第九滤波电容（C9）选用100uF电解电容，所述的第六滤波电容（C6）和第十一滤波电容（C11）选用100uF穿心电容；所述GaN基HEMT（H1、H2）的型号为NRF01-02a HEMT管芯；所述Lange耦合器（L1、L2）选用特征阻抗为50Ω的四线3dB耦合Lange耦合器，该Lange耦合器（L1、L2）基于氧化铝陶瓷基片设计。