CN104135216A - 一种磁悬浮控制力矩陀螺高速转子逆变器容错拓扑结构 - Google Patents

Abstract

一种磁悬浮控制力矩陀螺高速转子逆变器容错拓扑结构，它主要由带冗余管的Buck DC-DC变换器、四桥臂相冗余逆变器、故障保护电路、小电枢电感永磁无刷直流电动机等部件组成。本发明针对小电枢电感永磁无刷直流电动机的特点，基于Buck DC-DC变换器加三相全桥逆变器的电机驱动电路设计了冗余拓扑结构，提高了磁悬浮控制力矩陀螺高速转子驱动电路的可靠性，实现了功率管开路、短路故障后的容错控制，同时，故障前、后的驱动系统均具有低功耗的优点，对注重低功耗及高可靠性的航天器具有很高的应用价值。

Description

一种磁悬浮控制力矩陀螺高速转子逆变器容错拓扑结构

技术领域

本发明涉及一种磁悬浮控制力矩陀螺高速转子逆变器容错拓扑结构，用于小电枢电感永磁无刷直流电动机的容错控制，特别适用于卫星、空间站等姿态控制执行机构的驱动部件的高可靠控制。

背景技术

空间应用对姿态控制执行机构的要求是高精度、大力矩、低功耗、高可靠性及长寿命。磁悬浮控制力矩陀螺由于其高速转子采用磁悬浮支承，具有无摩擦磨损、不需要润滑、长寿命、可通过主动振动控制实现高精度的优势，是航天器上重要的姿控执行机构。磁悬浮控制力矩陀螺高速转子采用无刷直流电机驱动，由于其应用场合的特殊性，低功耗与可靠性问题尤为重要。与传统工业用无刷直流电机系统控制不同，空间用无刷直流电机系统的应用具有以下特点：运行环境特殊，不确定性因素多；散热条件差；长期运行；可靠性要求高；故障后人工干预能力有限。因此，磁悬浮控制力矩陀螺高速转子驱动系统对无刷直流电机本体及其控制系统功耗及可靠性的要求远高于工业领域。

现有的高速转子系统驱动电机通常采用的是小电枢电感永磁无刷直流电机，电机的驱动电路采用Buck DC-DC变换器加三相全桥方式，避免了传统的PWM控制方式下小电枢电感电机高频电流脉动引起的功耗增大问题，有效地降低了系统功耗。现有的容错拓扑结构一般针对三相全桥逆变器，采用快反应熔丝隔离短路故障，通过控制电磁继电器实现主电路与冗余电路的切换，常见的拓扑结构包括四开关结构，四桥臂结构，四桥臂相冗余结构等。其中四开关结构与四桥臂结构均存在故障后超额工作的问题，工作电流增大，容易导致系统过热。四桥臂相冗余结构重构后系统具有与故障前相同的完全力矩输出能力，且控制策略不变。然而，对于Buck DC-DC变换器加三相全桥的逆变器结构，其故障表现不同于传统三相全桥逆变器，具体表现为：Buck功率管开路故障后，系统无法工作；Buck功率管短路故障后，电机绕组过流，会导致绕组烧毁；三相桥功率管单管开路故障后，电机缺相运行，电流增大，效率降低，长时间运行可能会引发系统过热，进而导致二次故障；三相桥功率管单管短路故障后，由于导通逻辑的切换会发生故障桥臂直通，母线瞬间过流，由于电流的闭环控制作用，Buck DC-DC变换器输出电压迅速下降为零，高速下由于反电势的存在三相绕组内部会产生环流，可能烧毁绕组，进而导致二次故障。因此，采用针对传统三相全桥逆变器的冗余拓扑结构无法对Buck DC-DC变换器功率管故障实现容错控制。同时，由于故障表现不同，BuckDC-DC变换器加三相全桥逆变器在故障后会出现特有的过压及绕组间内部环流现象，若采用传统的故障切换方式，可能导致二次故障的发生。

发明内容

本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供一种可靠性高、功耗低的用于磁悬浮控制力矩陀螺高速转子驱动系统的逆变器容错拓扑结构。

本发明的技术解决方案是：一种磁悬浮控制力矩陀螺高速转子逆变器容错拓扑结构，包括稳压直流电源、带冗余功率管的Buck DC-DC变换器、故障保护电路、四桥臂相冗余逆变器、小电枢电感永磁无刷直流电动机，其特征在于：稳压直流电源经过带冗余功率管的BuckDC-DC变换器，接入四桥臂相冗余逆变器驱动小电枢电感永磁无刷直流电动机，同时，在带冗余功率管的Buck DC-DC变换器与四桥臂相冗余逆变器之间加入故障保护电路，实现故障后的隔离保护；带冗余功率管的Buck DC-DC变换器由主Buck DC-DC变换器、冗余的MOSFET管与Buck功率管故障切换电路组成，能够实现MOSFET管Q7故障后的拓扑重构；四桥臂相冗余逆变器由主三相全桥逆变器、冗余桥臂与三相桥功率管故障切换电路组成，能够实现主三相全桥逆变器单管故障后的拓扑重构；同时，通过故障保护电路、Buck功率管故障切换电路与三相桥功率管故障切换电路对功率管故障引发的过压及绕组内部环流问题进行隔离保护，实现故障后的软切换，避免直接切换引发的二次故障；小电枢电感永磁无刷直流电动机运行过程中，数字控制器根据当前系统拓扑状态结合由霍尔传感器得到的转子位置信号控制四桥臂相冗余逆变器中的开关管导通逻辑，同时，接收到经过滤波电路和A/D转换电路的电流信号按照控制算法计算出控制Buck DC-DC变换器的PWM占空比，结合当前系统拓扑状态控制带冗余功率管的Buck DC-DC变换器，从而实现电机电流控制；发生逆变器功率管故障后，数字控制器根据当前系统拓扑状态进行逆变器功率管故障诊断，实现故障类型的检测及定位，按照故障隔离及系统重构逻辑采取相应的故障软切换措施。

所述的带冗余功率管的Buck DC-DC变换器由主Buck DC-DC变换器、冗余的MOSFET管与Buck功率管故障切换电路组成。其中主Buck DC-DC变换器由N沟道型MOSFET管Q7，电感L0，电容C0及二极管D0组成，Q7管为Buck DC-DC变换器主功率管，调节其占空比可输出平稳、可控的电压；冗余的MOSFET管为N沟道型MOSFET管Q10，与Q7管并联实现备份功能，其初始状态保持与系统断开；Buck功率管故障切换电路由P沟道型MOSFET管S1、S2组成，其中S1管与主功率管Q7串联，S2管与冗余功率管Q10串联，其初始状态为S1管闭合，S2管关断；Q7管故障后，通过数字控制器实现故障隔离，隔离完成后通过数字控制器关断S1管、闭合S2管可将备份的Q10管接入电路实现系统重构；Buck DC-DC变换器输出电压经过故障保护电路接入四桥臂相冗余逆变器驱动小电枢电感永磁无刷直流电动机，避免了传统PWM控制方式下电机高频电流脉动引起的功耗增大问题。

所述的四桥臂相冗余逆变器由主三相全桥逆变器、冗余桥臂与三相桥功率管故障切换电路组成。其中主三相全桥逆变器由N沟道型MOSFET管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6组成，其导通逻辑由当前系统拓扑状态及霍尔传感器信号决定；冗余桥臂由N沟道型MOSFET管Q8、Q9组成，其初始状态保持与系统断开；三相桥功率管故障切换电路由双向可控晶闸管Sa、Sb、Sc、Sra、Srb、Src组成，其中Sa管、Sb管、Sc管分别串入主三相全桥逆变器的三相桥臂与电机三相绕组之间，Sra管、Srb管、Src管分别串入冗余桥臂与电机三相绕组之间，其初始状态为Sa管、Sb管、Sc管闭合，Sra管、Srb管、Src管关断。主三相全桥逆变器发生单管故障后，通过数字控制器实现故障隔离，隔离完成后通过数字控制器关断与故障桥臂相连的双向可控晶闸管将故障桥臂与其所在相绕组断开，闭合与冗余桥臂相连的故障管所在相的双向可控晶闸管，将冗余桥臂接入故障管所在相绕组实现系统重构。

所述的故障保护电路由N沟道型MOSFET管Q11，电阻R1及二极管D1组成。初始状态下，Q11管保持关断状态；在主三相全桥逆变器单管开路故障或主Buck DC-DC变换器功率管短路故障后，Buck DC-DC变换器会发生过压现象，此时数字控制器通过Buck功率管故障切换电路隔离电源电压，同时通过由霍尔传感器测量的电机转速以及经过滤波电路和A/D转换电路的故障前电机工作电流信号计算出占空比导通Q11管可以对Buck DC-DC变换器输出电压进行放电，避免电机端电压过压引发的二次故障，二极管D1的作用是防止电机反电势引起的反向续流。Q11管占空比计算公式为：

$d_2=\frac{\sqrt{{\mathrm{kR}}_1}}{u_{0m}}$

其中k为功率系数，满足k＝qP₁，P₁为电阻R1的功率值，q为降额系数满足0<q<1，R₁为电阻R1的阻值，u_0m为故障后Buck DC-DC变换器输出最大电压计算值，满足其中U₁＝u_ind₁-Δu_dio(1-d₁)，k_e为电机反电势系数，ω为电机转速，I为故障前电机工作电流，L_f为电感L0的电感值，C₀为电容C0的容值，u_in为直流稳压电源电压，d₁为控制Buck DC-DC变换器的PWM占空比，Δu_dio为续流二极管D0的导通压降。

本发明与现有技术相比的优点在于：

(1)本发明采用了带冗余管的Buck DC-DC变换器加四桥臂相冗余逆变器的拓扑结构，在功率管故障后通过故障切换电路实现主电路与冗余电路的切换，能够实现Buck DC-DC变换器及三相全桥逆变器功率管单管故障后系统的持续运行，提高了系统可靠性，故障前后系统拓扑结构一致，同时，故障前后的驱动拓扑均具有低功耗的优点。

(2)与现有的逆变器拓扑结构相比，本发明采取软切换措施，利用故障切换电路与故障保护电路，在故障诊断完成后针对Buck DC-DC变换器加三相全桥逆变器的故障特征，通过故障隔离与系统重构两个步骤完成切换。故障隔离措施的加入有效隔离了故障对系统的影响，避免了二次故障的发生，提高了驱动系统的可靠性。

(3)与现有的容错拓扑结构相比，本发明在故障切换电路中采用P沟道型MOSFET管与双向可控晶闸管代替电磁继电器，避免了继电器延时导致的故障隔离及系统重构时间增大，降低了故障对系统运行状态的影响。

附图说明

图1为本发明的原理框图。

图2为本发明的容错拓扑故障前后系统拓扑状态等效电路图；图2a无故障时系统拓扑等效电路图，图2b为Q7管开路或短路故障后重构拓扑等效电路图，图2c为Q1管开路或短路故障后重构拓扑等效电路图，图2d为Q7管故障后Q1管发生开路或短路故障的重构拓扑等效电路图。

图3为本发明的数字控制器中逆变器容错控制流程图。

图4为本发明的Q7管短路故障或Q1管开路故障引发过压后的故障隔离等效电路图。

图5为本发明的Q1管短路故障后内部环流及故障隔离电路图；图5a为故障后绕组间内部环流等效电路图，图5b为Q1管短路故障引发绕组间内部环流后的故障隔离等效电路图。

具体实施方式

如图1所示，本发明包括稳压直流电源1、带冗余功率管的Buck DC-DC变换器2、故障保护电路3、四桥臂相冗余逆变器4、小电枢电感永磁无刷直流电动机5，稳压直流电源1经过带冗余功率管的Buck DC-DC变换器2，接入四桥臂相冗余逆变器4驱动小电枢电感永磁无刷直流电动机5，同时，在带冗余功率管的Buck DC-DC变换器2与四桥臂相冗余逆变器4之间加入故障保护电路3，实现故障后的隔离保护；带冗余功率管的Buck DC-DC变换器2由主Buck DC-DC变换器11、冗余的MOSFET管10与Buck功率管故障切换电路9组成，在MOSFET管Q7故障后通过Buck功率管故障切换电路9进行故障管与冗余的MOSFET管10的切换，实现拓扑重构；四桥臂相冗余逆变器4由主三相全桥逆变器12、冗余桥臂13与三相桥功率管故障切换电路14组成，在主三相全桥逆变器12单管故障后通过三相桥功率管故障切换电路14进行故障管所在桥臂与冗余桥臂13的切换，实现拓扑重构；同时，针对功率管故障引发的过压及绕组内部环流问题，故障保护电路3、Buck功率管故障切换电路9与三相桥功率管故障切换电路14能够实现故障后的软切换，通过故障保护电路3对Buck变换器输出电压放电、Buck功率管故障切换电路9切断电源电压、三相桥功率管故障切换电路14切断内部环流回路进行故障隔离，避免直接切换引发的二次故障。

所述的带冗余功率管的Buck DC-DC变换器由主Buck DC-DC变换器11、冗余的MOSFET管10与Buck功率管故障切换电路9组成。其中主Buck DC-DC变换器11由N沟道型MOSFET管Q7，电感L0，电容C0及二极管D0组成，冗余的MOSFET管10为N沟道型MOSFET管Q10，与Q7管并联实现备份功能，Buck功率管故障切换电路9由P沟道型MOSFET管S1、S2组成，其中S1管与主功率管Q7串联，S2管与冗余功率管Q10串联；所述的四桥臂相冗余逆变器4由主三相全桥逆变器12、冗余桥臂13与三相桥功率管故障切换电路14组成。其中主三相全桥逆变器12由N沟道型MOSFET管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6组成，冗余桥臂13由N沟道型MOSFET管Q8、Q9组成，三相桥功率管故障切换电路14由双向可控晶闸管Sa、Sb、Sc、Sra、Srb、Src组成，其中Sa管、Sb管、Sc管分别串入主三相全桥逆变器12的三相桥臂与电机三相绕组之间，Sra管、Srb管、Src管分别串入冗余桥臂13与电机三相绕组之间；故障保护电路3由N沟道型MOSFET管Q11，电阻R1及二极管D1组成。

所述的逆变器容错拓扑结构具有四种拓扑状态，分别为：无故障初始状态State0、F1或F2故障后重构状态State1、F3或F4故障后重构状态State2、重构状态State1下发生F3或F4故障或重构状态State2下发生F1或F2故障后的重构状态State3，其中F1表示Buck功率管开路故障，F2表示Buck功率管短路故障，F3表示三相桥单管开路故障，F4表示三相桥单管短路故障。图2所示为容错逆变器故障前后的四种工作拓扑状态等效电路图(分别以MOSFET管Q1、Q7开路或短路故障为例)。其中：

a.无故障初始状态State0：将图1中的S1管闭合、S2管关断，Sa管、Sb管、Sc管闭合，Sra管、Srb管、Src管关断，Q11管关断，得到无故障初始拓扑状态State0，其等效拓扑结构如图2a所示。Q7管作为Buck DC-DC变换器调制管，Q1管、Q2管、Q3管、Q4管、Q5管、Q6管作为三相全桥的六个开关管根据转子位置确定导通逻辑。

b.F1或F2故障后重构状态State1：将图1中的S1管关断、S2管闭合，Sa管、Sb管、Sc管闭合，Sra管、Srb管、Src管关断，Q11管关断，得到重构拓扑状态State1，其等效拓扑结构如图2b所示。Q10管作为Buck DC-DC变换器调制管，Q1管、Q2管、Q3管、Q4管、Q5管、Q6管作为三相全桥的六个开关管根据转子位置确定导通逻辑。

c.F3或F4故障(以Q1管开路或短路为例)后重构状态State2：将图1中的S1管闭合、S2管关断，Sra管、Sb管、Sc管闭合，Sa管、Srb管、Src管关断，Q11管关断，得到重构拓扑状态State2，其等效拓扑结构如图2c所示。Q7管作为Buck DC-DC变换器调制管，Q2管、Q3管、Q5管、Q6管、Q8管、Q9管作为三相全桥的六个开关管根据转子位置确定导通逻辑。

d.重构状态State1下发生F3或F4故障(以Q1管开路或短路为例)后重构状态State3：该拓扑状态与重构状态State2(以Q1管开路或短路后重构拓扑为例)下发生F1或F2故障后的重构状态State3相同。将图1中的S1管关断、S2管闭合，Sra管、Sb管、Sc管闭合，Sa管、Srb管、Src管关断，Q11管关断，得到重构拓扑状态State3，其等效拓扑结构如图2d所示。Q10管作为Buck DC-DC变换器调制管，Q2管、Q3管、Q5管、Q6管、Q8管、Q9管作为三相全桥的六个开关管根据转子位置确定导通逻辑。

如图3所示为本发明的数字控制器中逆变器容错控制流程图，数字控制器根据当前系统拓扑状态进行逆变器功率管故障诊断，得到当前故障类型。故障诊断完成后，数字控制器需要针对不同的故障类型采取相应的故障切换措施。由于F2与F3故障会引发Buck DC-DC变换器输出电压增大，此时若直接切断故障管，接入冗余管，可能会导致二次故障的发生；同样地，F4故障会引发电机绕组内部由于反电势的存在而产生的环流现象，此时若直接切断故障管，接入冗余管，由于高速下环流电流较大，可能会烧毁绕组引发二次故障。因此，所述的逆变器容错拓扑结构在故障诊断完成后通过数字控制器采取软切换措施，切换过程包含故障隔离及系统重构两个步骤，其中故障隔离有效防止了故障对系统的二次影响，提高了系统重构的安全性与可靠性，系统重构实现了故障后系统的持续运行。下面首先说明所述的逆变器容错拓扑结构进行故障隔离的具体实施方式。

分别针对F2、F3与F4故障导致的过压及绕组内部环流问题设计了故障隔离措施。如图4所示为由于F2、F3故障导致过压后的故障隔离等效电路图。以无故障初始状态State0下发生F2或F3故障为例，针对故障引发的Buck DC-DC变换器输出过压问题，采取故障隔离措施，将电机绕组从回路中断开，Buck DC-DC变换器输出的电压通过功率电阻R1放电。在故障后采取的具体隔离措施为：通过数字控制器将S1管由闭合状态切换至关断状态以切断电源，将三相桥上桥Q1管、Q3管、Q5管关断，防止过压引起的绕组电流增大，以一定的占空比导通Q11管，通过功率电阻R1进行放电。可知Q11管占空比大时放电速度快，但同时受到电阻R1功率的限制，过大的占空比可能会导致电阻烧毁。Q11管占空比计算公式为：

$d_2=\frac{\sqrt{{\mathrm{kR}}_1}}{u_{0m}}$

其中k为功率系数，满足k＝qP₁，P₁为电阻R1的功率值，q为降额系数满足0<q<1，R₁为电阻R1的阻值，u_0m为故障后Buck DC-DC变换器输出最大电压计算值，满足其中U₁＝u_ind₁-Δu_dio(1-d₁)，k_e为电机反电势系数，ω为电机转速，I为故障前电机工作电流，L_f为电感L0的电感值，C₀为电容C0的容值，u_in为直流稳压电源电压，d₁为控制Buck DC-DC变换器的PWM占空比，Δu_dio为续流二极管D0的导通压降。

图5所示为由于F4故障引发的绕组间内部环流及其故障隔离等效电路图。其中图5a所示为由于F4故障引发的绕组间内部环流等效电路图，以无故障初始状态State0下Q1管发生F4故障为例，故障发生后，当数字控制器根据霍尔位置传感器信号确定三相桥Q3管与Q4管导通时，A相桥臂直通，此时由于数字控制器电流闭环控制的作用，电机端电压迅速下降为0，由于电机反电势的存在，在A、B两相绕组间会产生如实线所示的环流回路，同时，C相绕组可能通过Q5管或Q2管的反并联二极管产生如虚线所示的续流回路。图5b所示为由于F4故障导致绕组间内部环流后的故障隔离等效电路图。同样以无故障初始状态State0下Q1管发生F4故障为例，针对绕组间内部环流问题，采取故障隔离措施，切断绕组内部环流回路。在故障后采取的具体隔离措施为：通过数字控制器将Q7管关断以切断电源，将故障管Q1的互补管Q4关断，同时将无故障的三相桥上桥Q3管、Q5管关断，将Sa管由闭合状态切换至关断状态，断开故障管所在相绕组。

所述的容错逆变器拓扑状态State0具有对全部四种故障的冗余能力、拓扑状态State1具有对故障F3与F4的冗余能力、拓扑状态State2具有对故障F1与F2的冗余能力，能够实现故障后的故障隔离与系统重构，维持运行能力。拓扑状态State3不具备冗余能力，但在故障诊断后仍然能够实现故障隔离，降低故障危害，避免故障对系统带来的其他影响。

所述的逆变器容错拓扑结构四种工作拓扑状态之间包含故障隔离与系统重构的故障后软切换具体实现方式为：

(1)无故障状态State0下发生F1故障后由State0状态切换至重构状态State1：进行系统重构，通过数字控制器将S1管由闭合状态切换至关断状态，S2管由关断状态切换至闭合状态，根据计算得出的控制Buck DC-DC变换器的PWM占空比，对Q10管进行调制，实现故障切换。

(2)无故障状态State0下发生F2故障后由State0状态经过故障隔离后切换至重构状态State1：首先进行故障隔离：通过数字控制器将S1管由闭合状态切换至关断状态，将Q1管、Q3管、Q5管关断，以计算得到的占空比导通Q11管。故障隔离完成后，进行系统重构，首先通过数字控制器将Q11管关断，根据转子位置确定Q1管、Q2管、Q3管、Q4管、Q5管、Q6管的导通逻辑；然后将S2管由关断状态切换至闭合状态，根据数字控制器计算得出的控制Buck DC-DC变换器的PWM占空比，对Q10管进行调制，实现故障切换。

(3)无故障状态State0下发生F3故障后由State0状态切换至重构状态State2：以Q1管发生F3故障为例，首先进行故障隔离：通过数字控制器将S1管由闭合状态切换至关断状态，将Q3管、Q5管关断，以计算得到的占空比导通Q11管。故障隔离完成后，进行系统重构，首先通过数字控制器将Q11管关断，将Sa管由闭合状态切换至关断状态，将Sra管由关断状态切换至闭合状态，根据转子位置确定Q2管、Q3管、Q5管、Q6管、Q8管、Q9管的导通逻辑，然后将S1管由关断状态切换至闭合状态，实现故障切换。

(4)无故障状态State0下发生F4故障后由State0状态切换至重构状态State2：以Q1管发生F4故障为例，首先进行故障隔离：通过数字控制器将Q7管、Q4管、Q3管、Q5管关断，将Sa管由闭合状态切换至关断状态。故障隔离完成后，进行系统重构，首先通过数字控制器将Sra管由关断状态切换至闭合状态，根据转子位置确定Q2管、Q3管、Q5管、Q6管、Q8管、Q9管的导通逻辑，然后根据计算得出的控制Buck DC-DC变换器的PWM占空比，对Q7管进行调制，实现故障切换。

(5)重构状态State2下发生F1故障后由State2状态切换至重构状态State3：以Q1管发生F3或F4故障后的重构状态State2为例，F1故障后进行系统重构，通过数字控制器将S1管由闭合状态切换至关断状态，将S2管由关断状态切换至闭合状态，根据计算得出的控制Buck DC-DC变换器的PWM占空比，对Q10管进行调制，实现故障切换。

(6)重构状态State2下发生F2故障后由State2状态切换至重构状态State3：以Q1管发生F3或F4故障后的重构状态State2为例，F2故障后首先进行故障隔离：通过数字控制器将S1管由闭合状态切换至关断状态，将Q3管、Q5管、Q8管关断，以计算得到的占空比导通Q11管。故障隔离完成后，进行系统重构，首先通过数字控制器将Q11管关断，根据转子位置确定Q2管、Q3管、Q5管、Q6管、Q8管、Q9管的导通逻辑，然后将S2管由关断状态切换至闭合状态，根据计算得出的控制Buck DC-DC变换器的PWM占空比，对Q10管进行调制，实现故障切换。

(7)重构状态State1下发生F3故障后由State1状态切换至重构状态State3：以Q1管发生F3故障为例，首先进行故障隔离：通过数字控制器将S2管由闭合状态切换至关断状态，将Q3管、Q5管关断，以计算得到的占空比导通Q11管。故障隔离完成后，进行系统重构，首先通过数字控制器将Q11管关断，将Sa管由闭合状态切换至关断状态，Sra管由关断状态切换至闭合状态，根据转子位置确定Q2管、Q3管、Q5管、Q6管、Q8管、Q9管的导通逻辑，然后将S2管由关断状态切换至闭合状态，根据计算得出的控制Buck DC-DC变换器的PWM占空比，对Q10管进行调制，实现故障切换。

(8)重构状态State1下发生F4故障后由State1状态切换至重构状态State3：以Q1管发生F4故障为例，首先进行故障隔离：通过数字控制器将Q10管、Q4管、Q3管、Q5管关断，将Sa管由闭合状态切换至关断状态。故障隔离完成后，进行系统重构，首先通过数字控制器将Sra管由关断状态切换至闭合状态，根据转子位置确定Q2管、Q3管、Q5管、Q6管、Q8管、Q9管的导通逻辑，然后根据计算得出的控制Buck DC-DC变换器的PWM占空比，对Q10管进行调制，实现故障切换。

Claims (4)

1.一种磁悬浮控制力矩陀螺高速转子逆变器容错拓扑结构，包括稳压直流电源(1)、带冗余功率管的Buck DC-DC变换器(2)、故障保护电路(3)、四桥臂相冗余逆变器(4)、小电枢电感永磁无刷直流电动机(5)，其特征在于：稳压直流电源(1)经过带冗余功率管的Buck DC-DC变换器(2)，接入四桥臂相冗余逆变器(4)驱动小电枢电感永磁无刷直流电动机(5)，同时，在带冗余功率管的Buck DC-DC变换器(2)与四桥臂相冗余逆变器(4)之间加入故障保护电路(3)；带冗余功率管的Buck DC-DC变换器(2)由主Buck DC-DC变换器(11)、冗余的MOSFET管(10)与Buck功率管故障切换电路(9)组成；四桥臂相冗余逆变器(4)由主三相全桥逆变器(12)、冗余桥臂(13)与三相桥功率管故障切换电路(14)组成；故障保护电路(3)、Buck功率管故障切换电路(9)与三相桥功率管故障切换电路(14)能够实现故障后的软切换，通过故障保护电路(3)对Buck DC-DC变换器(2)输出电压放电、Buck功率管故障切换电路(9)切断电源电压、三相桥功率管故障切换电路(14)切断内部环流回路进行故障隔离，避免直接切换引发的二次故障；小电枢电感永磁无刷直流电动机(5)运行过程中，数字控制器(8)根据当前系统拓扑状态结合由霍尔传感器(6)得到的转子位置信号控制四桥臂相冗余逆变器(4)中的开关管导通逻辑，同时，接收到经过滤波电路和A/D转换电路(7)的电流信号按照控制算法计算出控制Buck DC-DC变换器(2)的PWM占空比，结合当前系统拓扑状态控制带冗余功率管的Buck DC-DC变换器(2)，从而实现电机电流控制；发生逆变器功率管故障后，数字控制器(8)根据当前系统拓扑状态进行逆变器功率管故障诊断，实现故障类型的检测及定位，按照故障隔离及系统重构逻辑采取相应的故障软切换措施。

2.根据权利要求1所述的一种磁悬浮控制力矩陀螺高速转子逆变器容错拓扑结构，其特征在于：所述的带冗余功率管的Buck DC-DC变换器(2)中的主Buck DC-DC变换器(11)由N沟道型MOSFET管Q7，电感L0，电容C0及二极管D0组成，Q7管为Buck DC-DC变换器主功率管，调节其占空比可输出平稳、可控的电压；冗余的MOSFET管(10)为N沟道型MOSFET管Q10，与Q7管并联实现备份功能，其初始状态保持与系统断开；Buck功率管故障切换电路(9)由P沟道型MOSFET管S1、S2组成，其中S1管与主功率管Q7串联，S2管与冗余功率管Q10串联，其初始状态为S1管闭合，S2管关断；Q7管故障后，通过数字控制器(8)实现故障隔离，隔离完成后通过数字控制器(8)关断S1管、闭合S2管可将备份的Q10管接入电路实现系统重构；Buck DC-DC变换器(2)输出电压经过故障保护电路(3)接入四桥臂相冗余逆变器(4)驱动小电枢电感永磁无刷直流电动机(5)，避免了传统PWM控制方式下电机高频电流脉动引起的功耗增大问题。

3.根据权利要求1所述的一种磁悬浮控制力矩陀螺高速转子逆变器容错拓扑结构，其特征在于：所述的四桥臂相冗余逆变器(4)中的主三相全桥逆变器(12)由N沟道型MOSFET管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6组成，其导通逻辑由当前系统拓扑状态及霍尔传感器(6)信号决定；冗余桥臂(13)由N沟道型MOSFET管Q8、Q9组成，其初始状态保持与系统断开；三相桥功率管故障切换电路(14)由双向可控晶闸管Sa、Sb、Sc、Sra、Srb、Src组成，其中Sa管、Sb管、Sc管分别串入主三相全桥逆变器(12)的三相桥臂与电机三相绕组之间，Sra管、Srb管、Src管分别串入冗余桥臂(13)与电机三相绕组之间，其初始状态为Sa管、Sb管、Sc管闭合，Sra管、Srb管、Src管关断；主三相全桥逆变器(12)发生单管故障后，通过数字控制器(8)实现故障隔离，隔离完成后通过数字控制器(8)关断与故障桥臂相连的双向可控晶闸管将故障桥臂与其所在相绕组断开，闭合与冗余桥臂相连的故障管所在相的双向可控晶闸管，将冗余桥臂(13)接入故障管所在相绕组实现系统重构。

4.根据权利要求1所述的一种磁悬浮控制力矩陀螺高速转子逆变器容错拓扑结构，其特征在于：所述的故障保护电路(3)由N沟道型MOSFET管Q11，电阻R1及二极管D1组成；初始状态下，Q11管保持关断状态；在主三相全桥逆变器(12)单管开路故障或主Buck DC-DC变换器(11)功率管短路故障后，Buck DC-DC变换器会发生过压现象，此时数字控制器(8)通过Buck功率管故障切换电路(9)隔离电源电压，同时通过由霍尔传感器(6)测量的电机转速以及经过滤波电路和A/D转换电路(7)的故障前电机工作电流信号计算出占空比导通Q11管可以对Buck DC-DC变换器输出电压进行放电，避免电机端电压过压引发的二次故障，二极管D1的作用是防止电机反电势引起的反向续流；Q11管占空比计算公式为：

$d_2=\frac{\sqrt{{\mathrm{kR}}_1}}{u_{0m}}$

其中k为功率系数，满足k＝qP₁，P₁为电阻R1的功率值，q为降额系数满足0<q<1，R₁为电阻R1的阻值，u_0m为故障后Buck DC-DC变换器输出最大电压计算值，满足其中U₁＝u_ind₁-Δu_dio(1-d₁)，k_e为电机反电势系数，ω为电机转速，I为故障前电机工作电流，L_f为电感L0的电感值，C₀为电容C0的容值，u_in为直流稳压电源电压，d₁为控制Buck DC-DC变换器的PWM占空比，Δu_dio为续流二极管D0的导通压降。