CN104115424B - 使用无限脉冲响应判决反馈均衡的光接收器 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于配置光接收器的技术。光电检测器连接到负载电阻器，并且所述光电检测器包括内部电容器。电流源通过开关电路连接到所述负载电阻器和所述光电检测器。所述电流源被配置为对所述光电检测器的所述内部电容器进行放电。所述开关电路被配置为基于先前数据位，将所述电流源连接到所述内部电容器。

Description

使用无限脉冲响应判决反馈均衡的光接收器

背景技术

各示例性实施例涉及光通信，更具体地说，涉及具有无限脉冲响应判决反馈均衡的光接收器。

光通信是使用光作为传输介质的任何形式的电信。光通信系统包括将消息编码为光信号的发送器、将信号承载到其目的地的通道，以及从接收的光信号中再现消息的接收器。

发明内容

根据一个示例性实施例，提供一种用于配置光接收器的方法。所述方法包括由连接到负载电阻器的光电检测器(photo detector)生成电流，所述光电检测器包括内部电容器。电流源通过开关电路连接到所述负载电阻器和所述光电检测器。所述方法包括基于先前数据位，由所述开关电路将所述电流源连接到所述内部电容器，以及基于所述开关电路将所述电流源连接到所述内部电容器，由所述电流源对所述内部电容器上的电流进行放电。

根据一个示例性实施例，提供一种光接收器。光电检测器连接到负载电阻器，并且所述光电检测器包括内部电容器。电流源通过开关电路连接到所述负载电阻器和所述光电检测器，并且所述电流源被配置为对所述光电检测器的所述内部电容器进行放电。所述开关电路被配置为基于先前数据位，将所述电流源连接到所述内部电容器。

根据一个示例性实施例，提供一种用于光接收器的方法。所述方法包括由连接到负载电阻器的光电检测器生成电压；以及基于所述电压，由判决电路做出判决。在所述判决电路的输入端处接收所述电压。所述方法包 括基于来自所述判决电路的所述判决，由无限脉冲响应滤波器生成滤波输出，其中所述无限脉冲响应滤波器的所述滤波输出与所述电压的衰减指数尾部相匹配；以及从所述判决电路的所述输入端处的所述电压中减去所述滤波输出，以便删除所述电压的所述衰减指数尾部。

根据一个示例性实施例，提供一种光接收器。所述光接收器包括连接到负载电阻器并被配置为生成电压的光电检测器。所述光接收器包括判决电路，其被配置为基于所述电压做出判决，其中在所述判决电路的输入端处接收所述电压。此外，所述光接收器包括无限脉冲响应滤波器，其被配置为基于来自所述判决电路的所述判决生成滤波输出，其中所述无限脉冲响应滤波器的所述滤波输出与所述电压的衰减指数尾部相匹配。从所述判决电路的所述输入端处的所述电压中减去所述滤波输出，以便删除所述电压的所述衰减指数尾部。

通过本公开的技术实现其它特性。在此详细描述了根据其它实施例的其它系统、方法、装置和/或计算机程序产品，并且它们被视为要求保护的本发明的一部分。为了更好地理解示例性实施例和特性，请参考说明书和附图。

附图说明

在说明书结尾处的权利要求中具体指出并明确要求保护了被视为本发明的主题。从下面结合附图的详细描述，本公开的上述和其它特性将变得显而易见，这些附图是：

图1是光接收器的框图；

图2是可以用于光接收器的电阻器电容器(RC)前端的框图；

图3是RC低通滤波器的脉冲响应的图；

图4是针对负载电阻、光电二极管电容和单位间隔的实例值的主标记(cursor)增益-不断变化的负载电阻的图；

图5是负载电阻增加时的脉冲响应的图；

图6是示出主标记增益-增加的负载电阻的三个不同区域的图；

图7示出符号间干扰对数字数据流的影响；

图8示出减去衰减指数尾部(后标记)以便实现符号间干扰的抵消；

图9是使用无限脉冲响应(IIR)滤波器进行反馈的判决反馈均衡器(DFE)的系统级图；

图10是根据一个示例性实施例的使用无限脉冲响应(IIR)判决反馈均衡器(DFE)的光接收器的系统级图；

图11是根据一个示例性实施例的具有单独RC前端和IIR滤波器的光接收器的电路图；

图12是根据一个示例性实施例的来自光电检测器的输入电流和来自电流源的电流以及产生的输出电压波形的图；

图13是根据一个示例性实施例的具有合并后的IIR滤波器和RC前端的光接收器的系统级图；

图14是根据一个示例性实施例的光接收器的电路图；

图15是根据一个示例性实施例的光接收器；

图16是没有判决反馈均衡器的判决电路的输入节点处的模拟输入电压的图；

图17是根据一个示例性实施例的具有判决反馈均衡器的判决电路的输入节点处的模拟输入电压的图；

图18是根据一个示例性实施例的具有合并后的IIR滤波器和RC前端、同时添加单独的有限脉冲响应(FIR)反馈路径的光接收器的系统级图；

图19是根据一个示例性实施例的使用有限脉冲响应(FIR)反馈路径的另一种实现的系统级图；

图20是根据一个示例性实施例的低功率全速率光接收器体系架构的一种实现；

图21是根据一个示例性实施例的配置光接收器的方法。

具体实施方式

在图1中，光通信接收器始于光电检测器105，其将调制后的输入光转换为类似调制后的电流。图1示出光接收器100的框图。

典型的电流值在数十微安范围内，但可以更小或更大，具体取决于应用。为了用于接收侧的数字处理，该电流必须转换为电压域并被放大。将该电流提供给跨阻抗放大器(TIA)，其将电流转换为电压信号。然后通过限幅放大器(LA)放大该电压。将放大后的电压提供给判决电路，其对输入电压信号进行采样(限幅)并且输出关联的数字数据。

图2示出可以用于光接收器100的电阻器电容器(RC)前端的框图200。电阻器R_L充当电流到电压转换器。电容器C_PD是(表示)光电二极管的内部电容并且与光电二极管105并联。C_PD还可以被视为包括与光电二极管并联的其它电容，例如到光电检测器的电连接(焊线盘等)的电容、TIA的输入电容以及其它寄生电容。

TIA/LA链的设计包括增益、带宽和噪声之间的多个传统权衡。为了例示这些权衡，首先考虑最简单的跨阻抗转换器的实例，其在图2中被示为负载电阻器R_L。电阻器R_L的跨阻抗增益由以下等式给出：

V_OUT/L_IN＝R_L。

显然，更高的R_L值将导致更高的增益(即，更高的V_OUT)。图2中所示的基于电阻器的光接收器的带宽(BW)由RC滤波器确定，RC滤波器由电阻器R_L和光电二极管(或者更具体地说，光电检测器)电容器C_PD形成：

BW＝1/(2π·R_L·C_PD)。

为了获得最高的可能数据速率，带宽(BW)必须尽可能高。用于增加带宽的一种方法是减小光电二极管电容C_PD。这通常受到以下各项的限制：可用光电检测器的大小、到光电检测器的电连接(焊线盘等)、TIA的输入电容以及其它寄生电容。在硅光子情况下，C_PD大幅减小，这是由于1)集成检测器的大小非常小以及2)没有焊线盘所致。这仍然保持数量级为数个fF(毫微微法拉)的较小有限值，这是由于片上寄生所致。在这项工作中，C_PD被视为固定。用于增加带宽的唯一方法是减小R_L。

但是注意，如上所述，减小R_L将导致增益减小。TIA性能的另一个关键参数是总的集成输入参考电流噪声(|I_n,in ²|)，其由以下等式给出：

|I_n,in ²|＝(kT/R_L ²C_PD)，其中k是玻尔兹曼常数，T是温度。

在给定温度(T)和C_PD下，用于改进输入参考噪声(|I_n,in ²|)的唯一方法是增加R_L。从输出电压角度仔细检查噪声性能示出跨阻抗增益和信噪比之间的基本关系。RC滤波器的总集成输出电压噪声(|V_n,out ²|)不依赖于(R_L的)电阻值，如以下等式示出：

|V_n,out ²|＝(kT/C_PD)。

输出电压是：V_OUT＝R_LI_IN。

针对信噪比(SNR)导致以下等式：

$\mathrm{SNR}=R_L{I}_{\mathrm{IN}}/\left(\sqrt{\mathrm{kT}/C_{\mathrm{PD}}}\right).$

从输出电压(V_OUT)的角度来看，SNR仅由于增加跨阻抗增益而改进；输出电压噪声保持不变。光接收器的敏感性由SNR决定，并且最大化SNR将最大化敏感性。

但是，先前分析假设所有输入电流I_IN均由R_L承载，从而跨R_L实现可能的最大压降。当R_L·C_PD大约为一位周期(也称为单位间隔(UI))时，不属于这种情况。对于大的R_L值，电流跨C_PD转移，从而为电容器充电而不是跨电阻器R_L产生压降。单位间隔是数据传输信号的条件更改之间的最小时间间隔，也称为脉冲时间、符号持续时间和位时间。例如，单位间隔(UI)是数据流中每个后续脉冲、符号或位需要的时间。

图3是示出RC低通滤波器的脉冲响应的300。主标记H0表示发送到图2中的电阻器R_L和电容器C_PD的RC低通滤波器的单个(位)“1”。后标记(post-cursor)H1到H7是RC滤波器的低带宽抹掉“1”的结果。

主标记H0的大小确定可以在1个UI上实现的主标记增益。主标记大小的等式为：

$V_{H0}=I_{\mathrm{IN}}\·R_L\·(1-e_L^{-\mathrm{UI}/R}\·C_{\mathrm{PD}}).$

可以将能够在1个UI上实现的主标记增益表示为：

可通过增加R_L实现的最大主标记增益不是无限的，而是由以下公式给出：

${\lim }_{(R^L\→\∞)}\mathrm{MainCursorGain}=\mathrm{UI}/C_{\mathrm{PD}}.$

当R_L有效地是开路，并且在1个UI周期内所有电流都在C_PD上积分时，出现最大主标记增益。

图4是示出使用实例值UI＝100ps(皮秒)和C_PD＝20fF的主标记增益-R_L的400。最大主标记增益针对小的R_L值(其中R_L·C_PD远小于1个UI)线性跟踪R_L值，但针对大的R_L值(其中R_L·C_PD等于或大于1个UI)开始呈平稳状态并且逐渐接近UI/C_PD＝5kΩ。

图5是示出当R_L增加而C_PD保持不变时的图2的电路的脉冲响应的500。脉冲响应的形状展示增加R_L以便实现越来越大增益的主要缺点是脉冲的尾部(即，后标记)变得越来越长，从而产生越来越多的符号间干扰(ISI)量。尾部长度是随着R_L增加而RC滤波器的带宽减小的结果。符号间干扰(ISI)是一种形式的信号失真，其中一个符号干扰后续符号，这是有害现象，因为先前符号与噪声具有类似的影响，因此使通信可靠性较低。

图6是示出图4中所示主标记增益-R_L曲线的三个不同区域的600。在图6中，在左边示出低增益和低ISI。在中心区域602中示出高增益和中等ISI。在右边示出饱和增益和高ISI。高增益和中等ISI的中心区域602是用于平衡主标记增益和ISI的最佳区域，并且该中心区域602对应于图5中的区域502。

由于系统中的带宽限制产生的数字数据中的ISI具有众所周知的影响。图7展示ISI对数字数据流的影响。在图7中，705示出发送到光电检测器以及由光电检测器接收的一组初始脉冲，710示出具有判决电路接收的ISI的输出。当判决阈值保持不变时，ISI在710的数据流中产生错误。在传统的光接收器中，必须最小化ISI以便准确地区分数字0和1。这需要脉冲响应最低限度地失真并且关联的带宽(BW)很大，从而导致小的R_L值，并且不会获得大量可用主标记增益。

如710中所示，图7示出当判决阈值不变(独立于数据历史)时，数字数据流中的符号间干扰(ISI)可以导致错误。通过抵消ISI，可从带宽有限的数字数据流中准确地恢复所有数字位(即，1和0)，如在此讨论的那样。

如在一个示例性实施例中进一步讨论的，图8示出减去衰减指数尾部(后标记)以便实现完全抵消ISI。在图8中，来自图3的300示出主标记和衰减指数后标记e^-t/RC(即，尾部)。805示出后标记(尾部)的副本，并且从300中减去805以便导致810。可以通过判决反馈均衡器(DFE)删除后标记产生的ISI。DFE基于先前数据历史动态移动判决阈值，从而有效地从数据流中减去ISI。因为判决反馈均衡使用无噪声数字判决，所以它在均衡过程中不会增加噪声，从而允许光接收器实现最佳的可能敏感性。在标题为“Optical Receiver BasedOn A Decision Feedback Equalizer(基于判决反馈均衡器的光接收器)”的第13/039,026号美国专利申请(2011年3月2日提交，在此引入作为参考)中描述了综合的信息。

单极RC滤波器在其脉冲响应中具有尾部，其在数学上描述为衰减指数：

V_tail＝V_HO·e^-t/RC。

通过减去此指数尾部，可以消除包含在尾部中的所有ISI，如图8中所示。可以使用图9中所示的判决反馈均衡器实现减去尾部。图9示出使用无限脉冲响应(IIR)滤波器进行反馈的判决反馈均衡器(DFE)的系统级900。与衰减指数尾部匹配的IIR滤波器对判决电路进行的数字判决进行滤波。然后从输入中减去IIR滤波器输出，从而删除后标记ISI。系统级图示出输入(In)-|H1|·e^-t/RC＝输出。

有关判决反馈均衡的进一步信息可以在以下文献中找到：J.Bulzacchelli和B.Kim的标题为“Circuits and methods for DFE with reduced area and powerconsumption(用于具有减小面积和功耗的DFE的电路和方法)”的第2010/0202506号美国专利公开，以及B.Kim等人 的“A 10-Gb/s compact low-power serial I/O with DFE-IIRequalization in65-nm CMOS(65nm CMOS中使用DFE-IIR均衡的10Gb/s紧凑低功率串行I/O)”(IEEE J.Solid-State Circuits，2009年12月)(它们均在此引入作为参考)。

图10是根据一个示例性实施例的使用无限脉冲响应(IIR)判决反馈均衡器(DFE)的光接收器的系统级1000。系统级1000的光接收器包括电阻器电容器(RC)前端1010、判决电路1015和无限脉冲响应滤波器(电路)1020。建议向光接收器应用DFE-IIR技术，其中要均衡的“通道”是光电检测器/光电二极管电容器(C_PD)和负载电阻器(R_L)产生的RC低通滤波器。这样，可以使用负载电阻器R_L的大电阻获得大部分可用主标记增益，同时无噪声地消除使用DFE产生的ISI。这为光接收器提供最佳可能SNR敏感性。此外，因为在初始电流到电压(I到V)转换中实现更多增益，所以可以减少限幅放大器级的数量，从而导致更低的功耗。

图11示出根据一个示例性实施例的图10的单独RC前端和IIR滤波器的电路1100。图11示出具有单独输入RC前端(I_IN、R_L和C_PD)和IIR滤波器(I_DFE、R_L2和C_PD2)的图10的光接收器的一个实例。

RC前端1010由光电检测器1105、电容器1110的光电检测器电容C_PD和负载电阻器R_L1115形成。电容器1110在光电检测器1105的内部，但电容器1110的内部光电检测器电容C_PD单独表示在RC前端1010中。判决电路1015可以是锁存电路。IIR滤波器1020由电容器1120的电容C_PD2和负载电阻器R_L21125形成，其中选择C_PD2和R_L2以便C_PD·R_L＝C_PD2·R_L2。IIR滤波器1020还包括负电流源1130和开关1135。来自光电检测器1105的输入电流为I_IN。基于判决电路1015中的最后一个接收位，(经由开关1135)接通和关断电流源1130的电流I_DFE，因此提供反馈路径。此外，图11包括求和器1140，其可以是求和电路。

图12在1200中示出来自光电检测器1105的输入电流I_IN和来自电流源1130的电流I_DFE，以及在1205中示出产生的输出电压波形。电流I_IN在1205中产生输出电压V_OUT,IN，而电流I_DFE在1205中产生输出电 压V_OUT,DFE。将输出电压V_OUT,IN与输出电压V_OUT,DFE相加导致1205中所示的最终无ISI波形电压总和V_OUT,SUM。

根据一个示例性实施例，不需要RC前端1010和IIR滤波器1020保持分开。可以针对两种功能使用相同的负载电阻器和光电检测器电容，从而导致图13的系统图。图13示出具有合并后的IIR滤波器和RC前端的光接收器的系统级1300。在图13中，光接收器包括电阻器电容器(RC)前端1010、判决电路1015、求和器1310和反馈增益1305。RC前端1010结合先前在IIR滤波器1020中的时间常数e^-t/RC的函数。如图14中所示，不再需要具有电容器1120的电容C_PD2和负载电阻器R_L21125的副本。

图14示出根据一个示例性实施例的光接收器1400的电路图。在图14中，光接收器1400包括生成电流I_IN的光电检测器1105、电容器1110的电容C_PD、负载电阻器R_L 1115和(负)电流源1130，而不使用副本。通过针对IIR滤波器1020重用相同RC(即，相同负载电阻器R_L1115和电容器1110的电容C_PD形成时间常数e^-t/RC)，光接收器1400的电路中的所有时间常数完全匹配，并且仅需要调整反馈振幅(在反馈增益1305中)以便实现ISI抵消。因此，光接收器1400的电路图(对应于系统级1300)示出重用输入RC前端以便提供IIR判决反馈均衡。此外，VPD可以表示跨光电检测器1105施加的正电压，例如5伏特。

具有多种方法用于实现在此公开的技术。图15示出根据一个示例性实施例的光接收器1500的一种可能实现。光接收器1500是低功率全速率接收器体系架构的一个实例。RC前端包括电容器1110的电容C_PD和负载电阻器R_L 1115。判决电路1015使其输入端连接到输入节点处的输入电压(V_IN)。判决电路1015的正输出端连接到(MOSFET)M1晶体管1505的栅极，而负输出端连接到M2晶体管1510的栅极。晶体管1510的漏极连接到虚拟负载电阻器R_D1515，晶体管1505的漏极连接到输入节点处的输入电压(V_IN)。电流源I_DFE 1130通过差分对M1-M2在输入节点(连接到输入电压V_IN)和虚拟负载电阻器R_D之间切换。虚拟负载电阻器R_D1515为电流I_DFE提供吸收器(sink)，以便电流源1130保持饱和，从而 最小化接通反馈电流的影响。电阻器R_L和R_D的一端连接到电压V+，其表示某一正电压(例如1.2V)。判决反馈均衡器(DFE)包括通过晶体管1505和1510的差分对的判决电路1015和反馈路径1520。判决电路1015从时钟接收定时信号，该信号告知锁存器何时做出判决。对于时钟的每个周期(信号)，判决电路1015基于接收的输入电压V_IN，针对正输出端和负输出端的差分输出做出判决。包括晶体管1505和1510(以及所有其它电路)的电流导向电路的实现并不限于MOSFET，而且还可以使用任何其它技术实现，这些技术包括双极晶体管、JFET(结栅场效应晶体管)、HEMT(高电子迁移率晶体管)等。

当判决电路1015的(+加)正输出端的输出为高(并且负输出端为低)时，判决电路1015将在输入电压(V_IN)下接收1。当判决电路1015的(+加)正输出端的输出为高(例如，1)时，晶体管1505接通(晶体管1510关断)，并且电流源1130提供电流I_DFE脉冲，该脉冲为电容器1110的电容C_PD进行放电以便删除在此讨论的后标记(即，尾部)。当判决电路1015的(-)负输出端的输出为高(并且正输出端为低)时，判决电路1015将在输入电压(V_IN)下接收0。当判决电路1015的负输出端的输出为高(例如，1)时，晶体管1510接通(晶体管1505关断)，并且电流源1130从虚拟负载电阻器R_D 1515汲取电流。

图16是示出没有DFE的输入节点处的模拟电压V_IN的1600。在DFE关闭的情况下，模拟结果以10Gb/s的数据速率运行。如果没有DFE，则眼开度1605几乎均不可见，并且判决电路1015不能从数字数据流可靠确定1和0。

图17是根据一个示例性实施例的在DFE开启的情况下判决电路1015的输入节点处的模拟电压V_IN的图1700。在DFE开启并且在反馈回路中具有时间延迟(现实情况)的情况下，1700中的模拟结果以10Gb/s的数据速率运行。根据一个示例性实施例，在DFE就位时，眼开度1705清晰并且判决电路1015在确定数字数据流中的1和0时没有困难。

图17揭示图13的系统的一个缺点，即反馈回路中固有的时间延迟。 因为反馈回路不是瞬时的，所以在启动输入脉冲I_IN之后，不会将I_DFE准确减去1个UI。因此，不会完全抵消H1后标记，并且不会最大化垂直眼开度1705。即，眼开度1705不会在1时一直达到上限，并且不会在0时一直达到下限。

为了解决该问题，可以向DFE添加单独有限脉冲响应(FIR)反馈路径以便消除剩余H1后标记。在图18中示出得到的系统级1800。图18是根据一个示例性实施例的光接收器的系统级1800，该光接收器合并反馈增益1305和RC前端1010(提供IIR反馈路径)，然后添加单独有限脉冲响应(FIR)反馈路径(通过判决电路1015、反馈增益1805和求和器1810)以便消除剩余H1后标记。这将放宽对IIR反馈路径(通过反馈增益1305、求和器1310、RC前端1010、求和器1810和判决电路1015)的定时要求，从而允许更高速操作，同时完全消除H1后标记。

图19是示出根据一个示例性实施例的备选方法的系统级1900，所述备选方法使用FIR反馈路径(通过反馈增益1805、求和器1810和判决电路1015)以便减去H1，并且使用IIR反馈路径(通过反馈增益1905、求和器1310、RC前端1010、求和器1810、判决电路1015和1个UI延迟1910)以便减去H2和随后的后标记。图19通过向IIR反馈路径中添加1UI延迟电路1910，避免对IIR反馈路径中的判决电路1015的定时依赖性。因此，当尝试最大化敏感性时，将判决电路1015与IIR反馈路径分离是有利的。判决电路通常使用锁存器，它们通过使用再生放大对输入信号进行放大来做出判决。再生放大处理放大时间。更小的信号在做出判决之前需要更多的时间延迟，从而使判决电路的延迟依赖于输入信号强度。该延迟可能是潜在的问题源，因为通过IIR反馈路径的信号定时直接影响眼开度。但是，FIR反馈路径仅需要所有信号在做出下一个判决之前到达。

将全速率、无错误的数据提供给图18和19的IIR反馈路径。但是，FIR路径可以使用半速率数据并且采用推测以便进一步放宽定时要求，如在S.Kasturia和J.H.Winters的“Techniques for High-Speed Implementation of Nonlinear Cancellation(用于高速实现非线性抵消的技 术)”(IEEE J.Sel.Areas Commun.，第9卷第5期，第711-717页，1991年6月，其在此引入作为参考)中描述的那样。

本公开适用于所有光接收器。它特别适合于采用高度集成的硅光子设计中的应用，其中系统时钟已经可用并且预计数字输出(与独立光接收器中的连续时间输出相反)。此外，建议的光接收器的高敏感性结合集成光电二极管的低电容可以导致非常低功率、紧凑、主要为数字的解决方案，该解决方案可以以高数据速率操作。产生的系统光预算节省也可以非常重要，因为可以在更多数量的通道之间分配来自单一连续激光源的光功率。

类似于图15中的光接收器，图20是根据一个示例性实施例的低功率全速率接收器体系架构的另一种(硬件)实现。代替图15中的判决电路1015，光接收器20具有差分放大器2005、主锁存器2010、从锁存器2015，以及用于接通晶体管1505或接通晶体管1510的电流模式逻辑(CML)缓冲器2020。使用电压V_REF作为接收器的判决阈值。如果输入电压高于判决阈值，则接收的数据为1；否则，接收的数据为0。V_REF可以由光接收器根据需要调整，并且通常设置在0电平和1电平的中间。差分放大器2005具有两个功能：第一，用于放大输入节点电压V_IN和判决阈值电压V_REF之间的差异；第二，用于在主锁存器2010内部的时钟切换产生的噪声可以影响输入节点电压之前，吸收该噪声。主锁存器2010当时钟信号变为高时比较来自差分放大器2005的放大差异信号，并且判定差分信号大于0V(接收1)还是小于0V(接收0)。从锁存器2015当时钟为高时传递主锁存器2010的判决，并且当时钟为低时保存判决。CML缓冲器2020在从锁存器2015和晶体管1505及1510之间提供缓冲器，以便防止从锁存器2015中的时钟产生的噪声到达晶体管1505和1510，并且防止通过这些晶体管到达输入节点。产生的整体系统功能与针对图15描述的相同。

针对较大R_L值(与标准光接收器前端(即，电阻器电容器)相比)配置示例性实施例。标准光接收器前端的典型带宽(BW)要求是BW＝0.7·数据速率，或者根据R_L、C_PD和UI重设，为1/(2·π·R_L·C_PD)＝0.7(1/UI)。

上面的等式可以缩减为针对给定C_PD和UI值提供R_L值的等式： R_L＝0.23·UI/C_PD。对于基于DFE-IIR的光接收器，增益和ISI之间的最佳平衡(在图4、5和6中)大约在3dBΩ位置，其在R_L＝1.23·UI/C_PD时出现。因此，可以看到对于相同的C_PD和UI值，(各示例性实施例的)DFE-IIR光接收器允许以下R_L值：它们比标准光接收器大5.3倍(五点三倍)。

现在，将比较主标记增益。用于主标记增益的等式为

$V_{H0}=I_{\mathrm{IN}}\·R_L\·(1-e_L^{-\mathrm{UI}/R}\·C_{\mathrm{PD}}).$

使用上面用于主标记增益的等式，可以针对标准接收器(例如，在图1和2中)与DFE-IIR接收器插入R_L值，并且可以计算相应的主标记增益。对于标准接收器，主标记增益由主标记增益＝0.23·UI/C_PD给出。但是，对于(各示例性实施例的)DFE-IIR光接收器，主标记增益由主标记增益＝0.69·UI/C_PD给出。因此，可以看到对于相同的C_PD和UI值，DFE-IIR光接收器实现的主标记增益是标准光接收器的3倍(三倍)。不同于标准光接收器，各示例性实施例通过针对负载电阻器R_L使用大值(R_L＝1.23·UI/C_PD而不是R_L＝0.23·UI/C_PD)，有意增加增益，这导致大量符号间干扰(ISI)，但该ISI如在此公开的那样被减去。

图21示出根据一个示例性实施例的用于配置光接收器的方法2100。可以参考图13、14、15、18、19和20。在方框2105，光电检测器1105连接到负载电阻器R_L 1115并生成电流I_IN，并且光电检测器1105具有(电容器1110的)内部电容C_PD。

在方框2110，基于先前数据位，电流源(I_DFE)1130通过开关电路(例如，开关1135)连接到负载电阻器R_L 1115和光电检测器1105。例如，开关电路基于先前数据位而打开或闭合。

在方框2115，电流源(I_DFE)1130被配置为基于开关电路将电流源1130连接到内部电容器C_PD，对内部电容器C_PD上的电流(即，电容器1110上的电荷)进行放电。

此外，判决电路1015提供先前数据位。开关电路包括第一晶体管1505和第二晶体管1510。第一晶体管1505被配置为其漏极连接到负载电阻器R_L 1115、(电容器1110的)内部电容C_PD和光电检测器1105，其源极连 接到电流源1130，并且其栅极被配置为判决电路1015的输出端(+)。第二晶体管1510被配置为其漏极连接到电阻器(例如，虚拟电阻器R_D 1515)，其源极连接到电流源1130，并且其栅极连接到判决电路1015的输出端(-)。

此外，响应于判决电路1015的输出端(+)接通第一晶体管1505，第一晶体管1505被配置为将电流源1130连接到判决电路1015的输入端(例如，输入电压(V_IN)的输入节点)，以便电流源1130从输入端中删除后标记。响应于判决电路1015的输出端(-)接通第二晶体管1510，第二晶体管1510被配置为将电流源1130连接到虚拟电阻器。

内部电容器C_PD和负载电阻器R_L 1115在光接收器中产生指数时间常数(e^-t/RC)。基于这一点，电流源1130重用通过内部电容器和负载电阻器产生的指数时间常数，以便从到判决电路1015的输入电压V_IN中删除后标记。

此外，将反馈增益1805连接到判决电路1015的输出端和输入端以便形成有限脉冲响应反馈回路。因此，反馈增益1805被配置为通过删除后标记(H1到最后一个后标记)中的第一后标记H1，消除在删除后标记中的延迟，以便最大化到判决电路1015的输入电压V_IN中的眼开度1705。

进一步，判决电路1015包括差分放大器2005、主锁存器2010和从锁存器2015和/或使用它们实现。将差分放大器连接到主锁存器，并且将主锁存器连接到从锁存器。

所属技术领域的技术人员知道，本发明的各个方面可以实现为系统、方法或计算机程序产品。因此，本发明的各个方面可以具体实现为以下形式，即：完全的硬件实施方式、完全的软件实施方式(包括固件、驻留软件、微代码等)，或硬件和软件方面结合的实施方式，这里可以统称为“电路”、“模块”或“系统”。此外，本发明的各个方面还可以实现为在一个或多个计算机可读介质中的计算机程序产品的形式，该计算机可读介质中包含计算机可读的程序代码。

可以采用一个或多个计算机可读介质的任意组合。计算机可读介质可以是计算机可读信号介质或者计算机可读存储介质。计算机可读存储介质 例如可以是—但不限于—电、磁、光、电磁、红外线、或半导体的系统、装置或器件，或者上述的任意合适的组合。计算机可读存储介质的更具体的例子(非穷举的列表)包括：具有一个或多个导线的电连接、便携式计算机盘、硬盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦式可编程只读存储器(EPROM或闪存)、光纤、便携式紧凑盘只读存储器(CD-ROM)、光存储器件、磁存储器件、或者上述的任意合适的组合。在本文件中，计算机可读存储介质可以是任何包含或存储程序的有形介质，该程序可以被指令执行系统、装置或者器件使用或者与其结合使用。

计算机可读的信号介质可以包括例如在基带中或者作为载波一部分传播的数据信号，其中承载了计算机可读的程序代码。这种传播的数据信号可以采用多种形式，包括—但不限于—电磁信号、光信号或上述的任意合适的组合。计算机可读的信号介质可以是计算机可读存储介质以外的任何计算机可读介质，该计算机可读介质可以发送、传播或者传输用于由指令执行系统、装置或者器件使用或者与其结合使用的程序。

计算机可读介质上包含的程序代码可以用任何适当的介质传输，包括—但不限于—无线、有线、光缆、RF等等，或者上述的任意合适的组合。

可以以一种或多种程序设计语言的任意组合来编写用于执行本发明的各个方面的操作的计算机程序代码，所述程序设计语言包括面向对象的程序设计语言—诸如Java、Smalltalk、C++等，还包括常规的过程式程序设计语言—诸如“C”语言或类似的程序设计语言。程序代码可以完全地在用户计算机上执行、部分地在用户计算机上执行、作为一个独立的软件包执行、部分在用户计算机上部分在远程计算机上执行、或者完全在远程计算机或服务器上执行。在涉及远程计算机的情形中，远程计算机可以通过任意种类的网络—包括局域网(LAN)或广域网(WAN)—连接到用户计算机，或者，可以连接到外部计算机(例如利用因特网服务提供商来通过因特网连接)。

在此将参照根据本发明实施例的方法、装置(系统)和计算机程序产品的流程图和/或框图描述本发明的各个方面。应当理解，流程图和/或框 图的每个方框以及流程图和/或框图中各方框的组合，都可以由计算机程序指令实现。这些计算机程序指令可以提供给通用计算机、专用计算机或其它可编程数据处理装置的处理器，从而生产出一种机器，使得这些指令在通过计算机或其它可编程数据处理装置的处理器执行时，产生了实现流程图和/或框图中的一个或多个方框中规定的功能/动作的装置。

也可以把这些计算机程序指令存储在计算机可读介质中，这些指令使得计算机、其它可编程数据处理装置、或其它设备以特定方式工作，从而，存储在计算机可读介质中的指令就产生出包括实现流程图和/或框图中的一个或多个方框中规定的功能/动作的指令的制造品(article of manufacture)。

也可以把计算机程序指令加载到计算机、其它可编程数据处理装置、或其它设备上，使得在计算机、其它可编程装置或其它设备上执行一系列操作步骤，以产生计算机实现的过程，从而使得在计算机或其它可编程装置上执行的指令提供实现流程图和/或框图中的一个或多个方框中规定的功能/动作的过程。

附图中的流程图和框图显示了根据本发明的不同实施例的系统、方法和计算机程序产品的可能实现的体系架构、功能和操作。在这点上，流程图或框图中的每个方框可以代表一个模块、程序段或代码的一部分，所述模块、程序段或代码的一部分包含一个或多个用于实现规定的逻辑功能的可执行指令。也应当注意，在有些作为替换的实现中，方框中所标注的功能可以以不同于附图中所标注的顺序发生。例如，两个连续的方框实际上可以基本并行地执行，它们有时也可以按相反的顺序执行，这依所涉及的功能而定。也要注意的是，框图和/或流程图中的每个方框、以及框图和/或流程图中的方框的组合，可以用执行规定的功能或动作的专用的基于硬件的系统来实现，或者可以用专用硬件与计算机指令的组合来实现。

在此使用的术语只是为了描述特定的实施例并且并非旨在作为本发明的限制。如在此使用的，单数形式“一”、“一个”和“该”旨在同样包括复数形式，除非上下文明确地另有所指。还将理解，当在此说明书中使 用时，术语“包括”和/或“包含”指定了声明的特性、整数、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但是并不排除一个或多个其它特性、整数、步骤、操作、元素、组件和/或其组合的存在或增加。

下面权利要求中的对应结构、材料、操作以及所有功能性限定的装置或步骤的等同替换，旨在包括任何用于与在权利要求中具体指出的其它元件相组合地执行该功能的结构、材料或操作。出于示例和说明目的给出了对本发明的描述，但所述描述并非旨在是穷举的或是将本发明限于所公开的形式。在不偏离本发明的范围和精神的情况下，对于所属技术领域的普通技术人员来说许多修改和变化都将是显而易见的。实施例的选择和描述是为了最佳地解释本发明的原理和实际应用，并且当适合于所构想的特定使用时，使得所属技术领域的其它普通技术人员能够理解本发明的具有各种修改的各种实施例。

在此示出的流程图只是一个实例。在此描述的这些图或步骤(或操作)可以存在许多变化而不偏离本发明的精神。例如，可以按不同的顺序执行步骤，或者可以添加、删除或修改步骤。所有这些变化都被视为要求保护的本发明的一部分。

尽管描述了本发明的示例性实施例，但所属技术领域的技术人员应该理解，可以在现在和将来进行各种落入下面权利要求范围的改进和增强。这些权利要求应该被解释为维护对最初描述的本发明的正确保护。

Claims (18)

1.一种用于光接收器的方法，所述方法包括：

由连接到负载电阻器的光电检测器生成电流，所述光电检测器包括内部电容器；

其中电流源通过开关电路连接到所述负载电阻器和所述光电检测器；

基于先前数据位，由所述开关电路将所述电流源连接到所述内部电容器，其中判决电路提供所述先前数据位；以及

基于所述开关电路将所述电流源连接到所述内部电容器，由所述电流源对所述内部电容器上的电流进行放电，

其中所述内部电容器和所述负载电阻器在所述光接收器中产生指数时间常数；以及

其中所述电流源重用通过所述内部电容器和所述负载电阻器产生的所述指数时间常数，以便从到所述判决电路的输入电压中删除后标记。

2.根据权利要求1的方法，其中所述开关电路包括第一晶体管和第二晶体管。

3.根据权利要求2的方法，其中所述第一晶体管具备连接到所述负载电阻器、所述内部电容器和所述光电检测器的第一漏极、连接到所述电流源的第一源极，以及被配置为连接到所述判决电路的输出端的第一栅极；

其中所述第二晶体管具备连接到电阻器的第二漏极、连接到所述电流源的第二源极，以及连接到所述判决电路的所述输出端的第二栅极。

4.根据权利要求3的方法，其中响应于所述判决电路的所述输出端使所述第一晶体管接通，所述第一晶体管被配置为将所述电流源连接到所述判决电路的输入端，其中所述电流源从所述输入端删除后标记。

5.根据权利要求3的方法，其中响应于所述判决电路的所述输出端使所述第二晶体管接通，所述第二晶体管被配置为将所述电流源连接到所述电阻器。

6.根据权利要求1的方法，其中将有限脉冲响应滤波器电路连接到所述判决电路的输出端和输入端以便形成反馈回路；以及

其中所述有限脉冲响应滤波器电路被配置为通过删除所述后标记中的第一后标记，消除在删除所述后标记中的延迟，以便最大化到所述判决电路的所述输入电压中的眼开度。

7.根据权利要求1的方法，其中所述判决电路包括差分放大器、主锁存器和从锁存器；以及

其中将所述差分放大器连接到所述主锁存器，并且将所述主锁存器连接到所述从锁存器。

8.一种光接收器，包括：

光电检测器，其连接到负载电阻器，所述光电检测器包括内部电容器；以及

电流源，其通过开关电路连接到所述负载电阻器和所述光电检测器，所述电流源被配置为对所述光电检测器的所述内部电容器进行放电；

其中所述开关电路被配置为基于先前数据位，将所述电流源连接到所述内部电容器，其中判决电路提供所述先前数据位，

其中所述内部电容器和所述负载电阻器在所述光接收器中产生指数时间常数；以及

其中所述电流源重用通过所述内部电容器和所述负载电阻器产生的所述指数时间常数，以便从到所述判决电路的输入电压中删除后标记。

9.根据权利要求8的光接收器，其中所述开关电路包括第一晶体管和第二晶体管。

10.根据权利要求9的光接收器，其中所述第一晶体管具备连接到所述负载电阻器、所述内部电容器和所述光电检测器的第一漏极、连接到所述电流源的第一源极，以及被配置为连接到所述判决电路的输出端的第一栅极；

其中所述第二晶体管具备连接到电阻器的第二漏极、连接到所述电流源的第二源极，以及连接到所述判决电路的所述输出端的第二栅极。

11.根据权利要求10的光接收器，其中响应于所述判决电路的所述输出端使所述第一晶体管接通，所述第一晶体管被配置为将所述电流源连接到所述判决电路的输入端，其中所述电流源从所述输入端中删除后标记。

12.根据权利要求10的光接收器，其中响应于所述判决电路的所述输出端使所述第二晶体管接通，所述第二晶体管被配置为将所述电流源连接到所述电阻器。

13.根据权利要求9的光接收器，其中将有限脉冲响应滤波器电路连接到所述判决电路的输出端和输入端以便形成反馈回路；以及

其中所述有限脉冲响应滤波器电路被配置为通过删除所述后标记中的第一后标记，消除在删除所述后标记中的延迟，以便最大化到所述判决电路的所述输入电压中的眼开度。

14.根据权利要求8的光接收器，其中所述判决电路包括差分放大器、主锁存器和从锁存器；以及

其中将所述差分放大器连接到所述主锁存器，并且将所述主锁存器连接到所述从锁存器。

15.一种用于光接收器的方法，所述方法包括：

由连接到负载电阻器的光电检测器生成电压；

基于所述电压，由判决电路做出判决，在所述判决电路的输入端处接收所述电压；

基于来自所述判决电路的所述判决，由无限脉冲响应滤波器生成滤波输出，其中所述无限脉冲响应滤波器的所述滤波输出与所述电压的衰减指数尾部相匹配；以及

从所述判决电路的所述输入端处的所述电压中减去所述滤波输出，以便删除所述电压的所述衰减指数尾部。

16.根据权利要求15的方法，其中所述光电检测器的内部电容器产生所述电压的所述衰减指数尾部。

17.一种光接收器，包括：

光电检测器，其连接到负载电阻器并被配置为生成电压；

判决电路，其被配置为基于所述电压做出判决，在所述判决电路的输入端处接收所述电压；以及

无限脉冲响应滤波器，其被配置为基于来自所述判决电路的所述判决生成滤波输出，其中所述无限脉冲响应滤波器的所述滤波输出与所述电压的衰减指数尾部相匹配；

其中从所述判决电路的所述输入端处的所述电压中减去所述滤波输出，以便删除所述电压的所述衰减指数尾部。

18.根据权利要求17的光接收器，其中所述光电检测器的内部电容器产生所述电压的所述衰减指数尾部。