CN104094511A - 用于降低emi和减小emi滤波器的dc-dc转换器对/列的负载平衡分相调制和谐波控制 - Google Patents

用于降低emi和减小emi滤波器的dc-dc转换器对/列的负载平衡分相调制和谐波控制 Download PDF

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Abstract

一种新颖电路方案和控制包括多个相同的DC-DC转换器，在整体和系统的设计方法学中具有最优调制/谐波控制器以及负载平衡部或过程。所述调制/谐波控制器可被配置为在时域中以最优和协调的方式控制各个模块，以便基本减少或消除大量高频输入电流谐波，从而减少EMI、重量和大小并增加冗余度。所述负载平衡部或过程可以实时或离线的方式平衡所述转换器上的负载。

Description

用于降低EMI和减小EMI滤波器的DC-DC转换器对/列的负载平衡分相调制和谐波控制
相关申请的交叉引用
本申请要求2012年1月30日提交的序列号为13/360,951的美国专利申请的优先权，该申请的全部内容通过引用的方式在此纳入。
技术领域
本发明涉及电力的供应、调节和转换，其中包括用于飞机、车辆和电信应用的直流(DC)电力转换器的电磁干扰(EMI)的供应、调节、转换和减少。
背景技术
多数DC-DC转换器和电源在隔离的状态下执行操作——即，单个转换器电路独立于其它转换器执行操作。单个降压转换器或其变形仅采用单个内置电力切换装置(被称为模块化水平N＝1)。相对于非协调控制，在系统级上对多个降压转换器执行系统的、协调的控制可改进输出电压波形。例如，可以为电路连接拓扑结构提供多个单独的转换器单元的输出电力端子的并联连接，以使用适合的相位布置将来自各个降压转换器单元的输出电压波形进行组织，从而减少输出电压纹波。但是，目前的技术水平在转换器输入波形的改进方面受到限制，并且在多转换器的输入端子处不包括并联连接和协调操作。这样，已知的转换器无法解决诸如输入侧上电磁干扰(EMI)和电磁兼容性(EMC)之类的问题。因此，已知的布置必须采用大型的重EMI滤波器以衰减转换器输入端口处的不期望的谐波和电磁干扰，或者转换器产生大量的与负载功率/电流电平成比例的不期望的传导发射和辐射发射。此类大型EMI滤波器严重增加了电源的重量和体积，对于许多应用而言都是不期望的，其中包括航空应用。
发明内容
诸如航空和电信之类的许多行业对于电力转换器输入侧上的EMI和EMC有着强制的严格管理标准/要求，其中EMI更可能干扰共享同一电力输入总线的其它用户/设备。管理规定一般包括辐射发射和传导发射这两者，并且涵盖30MHz以上的大频率范围。
本发明描述用于多个转换器单元的高级控制、模块化配置和最优跨模块调制的新系统。该新方案的电路拓扑可包括各个转换器单元的输入电力端子上的并行连接，但是在输出侧可能不具有直接的并行连接(即，隔离输出)。多个转换器单元的控制和调制可包括具有附加负载平衡方案或阶段的协调分相和/或多相调制。此类控制和调制方案允许减少DC-DC电力转换器输入端口上的输入谐波，并允许消除(或大幅降低)EMI噪声源所在的电力切换核心电路上的EMI。
为了说明基本原理，本公开从很基本的方案开始，该方案采用两个相同的DC-DC转换器核心电路(模块化水平N＝2)，但是使用一个具有新颖负载电流平衡配置的180电角度相角差调制。与负载匹配或管理一起嵌入的新颖负载电流平衡设计允许这两个转换器在多数标称稳态操作中以接近50％的占空比执行操作。结果，转换器的总输入电流可以是平滑的DC电流，而不是方波脉冲电流。这样简化的实例示出本公开的技术可有效地减少输入电流脉冲，从而减少输入电流中的快速瞬时分量并且减少瞬时电流导致的EMI。此外，本公开的方法还利于通过各个DC-DC转换器中PCB迹线的上下配对布局取消主电流路径中的EMI。
本公开将进一步介绍在模块化水平N＝3上，用于低EMI DC-DC转换的负载平衡、多相调制和模块化电路方案的更深入的公开。定量理论分析、数字仿真和初始实验结果表明，这样可有效且显著地减少输入谐波电流并促进所有负载条件下的EMI减少。进一步地，用于低EMI DC-DC转换的多相调制和模块化电路方案进一步针对模块化水平N＝k进行公开，其中k>1并且k为整数。
在实施例中，一种提供上述优点的电力转换电路可包括两个或更多个直流到直流(DC-DC)转换器和负载平衡电路部。所述转换器可被配置为从两个或更多个输入电源接收输入电力，并且进一步被配置为使用相对彼此的电信号相差进行调制。所述负载平衡电路部可与所述DC-DC转换器的各个输出耦合，并且被配置为使所述DC-DC转换器上的各个负载相互平衡。
在实施例中，所述电力转换电路可进一步包括EMI滤波器，该EMI滤波器与所述电源以及所述DC-DC转换器的输入耦合。所述EMI滤波器可包括两个或更多个通道。每个通道可被配置为通过相应的电力总线接收输入电力。
提供上述优点的电力转换电路的另一实施例可包括DC转换器组，该DC转换器组包括多个DC-DC转换器单元以及用于所述转换器组中各个转换器单元中的两者或更多者的并行输入电力端子连接，其中所述各个转换器单元的输出端子彼此隔离。所述电路可进一步包括与所述DC转换器组耦合的多相调制控制器，以及负载平衡电路部，所述负载平衡电路部与所述DC-DC转换器的各个输出耦合，并且被配置为使所述DC-DC转换器上的各个负载相互平衡。
提供上述优点的电力转换电路的又一实施例可包括：电磁干扰(EMI)过滤柱(filter column)，其被配置为与输入电源耦合；两个或更多个直流到直流(DC-DC)转换器，其与所述EMI过滤柱的输出耦合；以及调制控制器。所述调制控制器与所述DC-DC转换器耦合并且可被配置为使用相角差调制来调制所述DC-DC转换器，其中所述DC-DC转换器中的两者之间的相对电信号相差与一起被调制的转换器的数量成反比例。
更多的公开在下面的章节和附图中给出：
附图说明
现在将参考附图，借助实例描述本发明的实施例，其中：
图1是示出应用负载平衡、分相调制方案的包括DC转换器列(双单元)的电力转换电路的实施例的框图。
图2是示出具有用于负载平衡和分相调制的控制补偿的包括DC转换器列(双单元)的电力转换电路方案的实施例的框图。
图3是具有分相调制方案的协调跨单元控制的包括负载平衡的多单元转换器列的电力转换电路的实施例的框图。
图4是用于飞机驾驶舱控制板照明和LED负载应用的多相调制和模块化电路方案的示例性实施例的示意性框图。
图5是单个转换器单元的示例性实施例的示意图。
图6A-6C是分别示出在占空比D＝1/3、D＝2/3和D＝2/3上具有单个开关的单个DC-DC转换器(N＝1)的调制方案的示例性实施例的理论输入电流波形的绘图。
图7A-7B是分别示出在占空比D＝1/3和D＝2/3上三个具有单个开关的DC-DC转换器(N＝3)的分相调制方案的示例性实施例的理论输入电流波形的绘图。
图8A-8B是分别示出在占空比D＝1/2和D＝5/6上三个DC-DC转换器(N＝3)的分相调制方案的示例性实施例的理论输入电流波形的绘图。
图9A-9B是分别示出占空比D＝1/2上三个DC-DC转换器(N＝3)和一个DC-DC转换器(N＝1)的分相调制方案的示例性实施例的理论输入电流频谱的绘图。
具体实施方式
图1是电力转换电路10的实施例的框图。电路10从第一电源12和第二电源14接收输入电力，并且电路输出与多个负载16耦合(couple)。所示的电路10包括电源管理部18，其本身包括电磁干扰(EMI)滤波器20、调制控制器22、两个直流到直流(DC-DC)转换器24、26、两个传感器28、30、以及负载平衡部32。
电路10的电源管理部18与两个输入电源12、14耦合。在实施例中，EMI滤波器20与两个输入电源12、14直接耦合。电源管理部18和EMI滤波器20可包括本领域中公知的常规组件和拓扑。
DC-DC转换器24、26与电路的电源管理部18的输出耦合，在实施例中，与EMI滤波器20的输出耦合。两个DC-DC转换器24、26可包括本领域中公知的常规组件，在实施例中，可以彼此相同。DC-DC转换器24、26可被配置为从它们的输入侧(即，电源12、14)到它们的输出侧(即，负载16)增加或降低电压。在其中电源管理电路10用于从飞机主电力总线向仪表板、调光控制器或其它系统提供电力的飞机实施例中，DC-DC转换器24、26可从输入到输出更改电压。例如，电源12、14可提供28V的输入电力，DC-DC转换器24、26可将电压降到适用于负载16的24V。
调制控制器22可与DC-DC转换器24、26耦合并且可提供用于每个转换器的调制信号。在实施例中，调制控制器22应用“分相”调制方案，在此方案中，DC-DC转换器24、26被调制为彼此异相近似180电角度。为此，调制控制器可将单独的调制信号提供给相对相差为180度的转换器。应用相差的基础调制方案可以是本领域中公知的方案(例如，脉宽调制)。调制控制器22可根据各个调制控制参考信号调整用于DC-DC转换器24、26的各个调制信号中的调制方案和相差。各个参考信号可与转换器的输出相关，或者与转换器的中间阶段存在的信号相关。
电路10的负载平衡部32可与转换器24、26的输出耦合，并且可以将电力分配给负载16，以便转换器24、26中每一者上的负载(即，提供的电力)接近相等。负载平衡部32可从传感器28、30接收指示转换器24、26的各个输出特性(例如，电力、电压、电流)的附加输入，并且可相应地分配电力。一般而言，负载平衡可通过负载管理/平衡电路实时地(即，“在线”)实现，或在离线负载平衡/管理过程中实现，或通过这两种方式实现。图1所示的连接拓扑在将每个输出电力平衡为几乎相等的同时，允许用于具有不同电压额定值的不同负载的多个输出电压电平。
电力转换电路10的拓扑可提供优于本领域中公知的电力供应和电力转换电路及拓扑的优点。例如，但非限制，通过将分相调制方案应用于转换器24、26以及平衡转换器24、26上的负载，电路10可减少在输入时产生的输入电流脉冲和EMI(均可传导和辐射)。结果，EMI滤波器20然后可被构造为相对小于公知的电路，从而允许更小型、更轻便且更便宜的电路。而且，分相调制与负载平衡的结合可允许转换器24、26在多数标称稳态操作中以接近50％的占空比执行操作。结果，输入电流脉冲可进一步减少，并且可为与电源12、14相连的负载提高电力质量。在进一步的实施例中，电路10可通过自上而下配对的配置布置在印刷电路板(PCB)上。自上而下的PCB布置可进一步减少电路输入处的EMI。
图2是电力转换电路34的另一实施例的框图。所示的电力转换电路34一般包括与先前示出的电路10相同或相似的组件和电连接，但是可提供附加的负载平衡功能。在电力转换电路34中，传感器28、30可额外地电连接到调制控制器22。调制控制器22可在小信号模式下使用传感器28、30提供的信息，以调整用于DC-DC转换器24、26的调制信号。通过调整调制信号(同时仍调制转换器，例如彼此异相近似180度)，调制控制器22可进一步平衡转换器24、26上的各个负载。
上述拓扑和控制方案可扩展为更大数量的模块化水平N＝k，其中k>1并且k为整数。如下面阐述和介绍的那样，定量理论分析、数字仿真和初始实验结果表明，这样可有效且显著地减少输入谐波电流并有利于所有负载条件下的EMI减少。
图1-2中所示的负载平衡调制方案可应用于更高的模块化水平(即，更多数量的转换器单元)，例如N＝3。
图3是电力转换电路36的又一实施例的框图，该图概括地示出先前示出的两个电路10、34的可扩展性。电路36一般包括许多与上述电路10、34相同或相似的组件和电连接，但是具有附加的转换器通道。电路36包括复数N个DC-DC转换器，其中示出三个这样的转换器24、26、38。电路36还包括复数N个传感器，其中示出三个这样的传感器28、30、40，以及N个负载16。数量N可被定制为适合特定的应用。尽管示出N个负载，但是负载的数量可不同于转换器通道的数量。
电路36中的每个元件可扩展为容纳任意数量N个DC-DC转换器。电源管理部18和EMI滤波器20各自可具有用于每个DC-DC转换器的通道，N个DC-DC转换器中的每一者可具有关联的传感器，并且负载平衡电路部32可被配置为根据来自N个传感器的输入将电力从N个转换器分配给负载16。
调制控制器22也可被扩展为提供N个调制信号——即，用于N个DC-DC转换器24、26、38中每一者的单独调制信号。在包括大于两个的此类转换器的实施例中，转换器之间的相角差可与一起被调制的转换器的数量成反比例或者相关。仅作为实例，在实施例中，第一转换器24与其它每个转换器k之间的相角差θ(以度为单位)可根据下面的方程式(1)进行近似的计算：
θ k = - 180 ( k - 1 N )    (方程式1)
其中k＝1、…、N。在此实施例中，相对相角差可在多个转换器之间均匀分布，如图7A-7B和8A-8B中所示。在另一实施例中，转换器之间的相对相角差可遵循另一模式或方案。
图4是可在系统10、34、36之一中使用的DC-DC转换器42的示例性实施例的示意性框图。转换器42包括输入电阻44、多个发光二极管(LED)46、用于电压调制的开关装置(晶体管或MOSFET)48、以及门控制器50。为简化阐述，并非标示所有二极管46。输入电阻44和LED46包括转换器42上的负载。
在门控制器50的控制下，晶体管48可接通和关断以调制转换器42的负载电压。门控制器50可应用本领域中公知的调制方案，例如仅作为实例，脉宽调制。参考信号和调制相位信息可由中央控制器(例如，图1-3中一般地示出的调制控制器22)提供。
转换器42可以是由并行操作的多个DC-DC转换器构成的系列中的一者，如通过DC-DC转换器k+i所示。转换器42可被配置为与其它转换器共享公共输入电流IIN和公共输入电压VIN。如结合图1-3所示的那样，转换器42及其它转换器可根据通用方案(例如，分相调制)进行调制以提供高质量功率接口。
图5是可在系统10、34、36之一中使用的DC-DC转换器52的另一示例性实施例的示意性框图。转换器52是降压转换器，其包括开关54、二极管55和电感器56。转换器的输入与电源60耦合，并且该转换器的输出与负载62耦合。
降压转换器的操作在本领域中是公知的，作为降压转换器，其输出电压低于其输入电压，但是，下面将做进一步的描述。开关54循环地断开和闭合以调制转换器。例如，开关54可在调制控制器的指示下断开和闭合。当开关54闭合时，二极管55进行反向偏置并且近似地充当断开的开关。当开关54断开时，二极管55进行正向偏置并且充当闭合的开关。输出电压可与开关54在每个开关周期中闭合的时间量成比例。
图6A-6C是一般地示出单个DC-DC转换器(例如图1-5中所示的转换器24、26、38、42、52中的一者)的输入波形的示例性实施例的绘图。图6A包括示出当转换器在占空比1/3上执行操作时的输入电流的波形61。图6B包括示出当转换器在占空比1/2上执行操作时的输入电流的波形63。图6C包括示出当转换器在占空比2/3上执行操作时的输入电流的波形64。如此处所用以及本领域中公知的那样，“占空比”指示时间段T中转换器中电流处于导通状态的时间量——例如，调制开关闭合的时间量，与时间段T成比例。即，对于占空比1/2，调制开关在时间段T的一半期间处于闭合状态，对于占空比2/3，调制开关在每个时间段T中处于闭合状态的时间是其处于断开状态时间的两倍。如图6所示，传统转换器(例如，图5所示的转换器)必须在频率fs＝1/T上，在0与100％输出电流电平之间切换输入电流(使电流发生脉跳)。
图7A和7B是一般地示出使用分相调制方案调制的的三个DC-DC转换器的输入电流波形的示例性实施例的绘图。图7A包括三个波形65、66、68以及波形70，波形65、66、68示出三个DC-DC转换器的各个输入电流，波形70示出与所有三个转换器相连的电力输入端口(总线)上的总输入电流。如图7A所示，三个转换器可在占空比1/3上执行操作，其中相角根据方程式(1)分布。该占空比和分相的组合可导致无脉冲输入(总线)电流。
图7B包括三个波形72、74、76以及波形78，波形72、74、76一般地示出三个DC-DC转换器的各个输入电流，波形78示出与全部三个转换器相连的总线中的总输入电流。如图7A所示，三个转换器具有根据方程式(1)的相角分布，但是在占空比2/3上执行操作。结果，电流无脉冲，但是该电流的幅度是每个转换器的输入电流幅度的两倍，因此是根据图7A所示的占空比1/3产生的电流的幅度的两倍。
图8A-8B是一般地示出使用分相调制方案调制的公共电力总线上三个DC-DC转换器的输入电流波形的示例性实施例的绘图。
图8A包括三个波形80、82、84以及波形86，波形80、82、84示出三个DC-DC转换器的各个输入电流，波形86示出与全部三个转换器相连的总线中的总输入电流。三个转换器在占空比1/2上执行操作，其相角根据方程式(1)分布。该占空比和分相的组合导致带脉冲的总输入电流，该电流在等于每个转换器的输入电流幅度的第一电流电平与等于每个转换器的输入电流幅度两倍的第二电流电平之间交替。
如图8A中的波形86所示(N＝3，D＝1/2)，总输入电流由电流电平i上的DC分量和叠加在DC分量上的AC分量构成。AC分量的幅度是总输入电流最高值(2i)的1/2，而脉冲周期降到T的1/3。进一步地，与如图6B中的波形62相比(N＝1，D＝1/2)，波形86的输入电流脉冲幅度降低50％，而AC电流脉冲的频率增加到fs的3倍(3×fs)。
图8B包括三个波形88、90、92以及波形94(N＝3，D＝5/6)，波形88、90、92示出三个DC-DC转换器的各个输入电流，波形94示出与全部三个转换器相连的总线的总输入电流。三个转换器在占空比5/6上执行操作，具有根据方程式(1)分布的相角。该占空比和分相的组合导致带脉冲的电流，该电流在等于每个转换器的输入电流幅度两倍的第一电流电平2i与等于每个转换器的输入电流幅度三倍的第二电流电平3i之间交替。电流的DC分量增加到电平2i，而AC分量的幅度为输入电流最高值的1/3。与之相对，传统转换器必须在0与100％的输出电平之间切换输入电流(使电流发生脉跳)，如图6C所示。AC电流脉冲的频率保持为fs的3倍(3×fs)。
图9A-9B通过示出图8A中的波形86(N＝3，D＝1/2)与图6B中的波形62(N＝1，D＝1/2)的比较性傅里叶分析，进一步示出所提出的电路在频域中的特性。在图9A-9B中，电流和频率进行归一化并且被校准为相等的输出电流电平。
如图9A所示，系统的模块化水平从N＝1增加到N＝3，也导致一阶谐波104的频率增加到3×fs(与针对图9B中的一阶谐波108所示的fs相比)，并且导致第二可用谐波106(三阶)增加到3×3fs＝9fs(与针对图9B中的三阶谐波110所示的fs相比)。实际上，与示出传统单转换器方案的图9B相比，所有谐波频率在频率轴中以3为因子进行移位。此外，图9A中每个谐波的幅度与图9B所示的单转换器方案中的对应谐波相比有了明显的减少。因此，本公开有效地提高了对输入电流的谐波控制，并且显著促进了EMI噪音减少，从而减小了EMI滤波器和整个转换器的重量和大小。
附图旨在示出与本公开关联的各个构思，并非旨在如此狭窄地限制本发明。对上述实施例的大范围更改和修改对于本领域的技术人员而言将是显而易见的，并且可进行构想。因此，上述详细说明应该被视为示例性的，而非限制性的，并且可理解，下面的权利要求及其所有等同物旨在定义本发明的精神和范围。

Claims (20)

1.一种电力转换电路，包括：
两个或更多个直流到直流(DC-DC)转换器，所述转换器被配置为从两个或更多个输入电源接收输入电力，并且进一步被配置为使用相对彼此的电信号相差进行调制；以及
负载平衡电路部，所述负载平衡电路部与所述DC-DC转换器的各个输出耦合，并且被配置为使所述DC-DC转换器上的各个负载相互平衡。
2.根据权利要求1的电力转换电路，进一步包括与所述DC-DC转换器之一的输出耦合的第一传感器和与另一DC-DC转换器的输出耦合的第二传感器，两个传感器均进一步与所述负载平衡电路耦合。
3.根据权利要求1的电力转换电路，进一步包括与所述两个或更多个DC-DC转换器中的至少两者耦合的调制控制器，所述调制控制器被配置为使用相对的电信号相差调制两个DC-DC转换器。
4.根据权利要求3的电力转换电路，其中所述调制控制器进一步被配置为提供所述DC-DC转换器的各个输出的反馈。
5.根据权利要求4的电力转换电路，其中所述调制控制器被配置为针对所述DC-DC转换器的输出调整所述DC-DC转换器的调制。
6.根据权利要求1的电力转换电路，其中所述DC-DC转换器中的两者之间的相对电信号相差与一起被调制的转换器的数量成反比例。
7.根据权利要求1的电力转换电路，进一步包括具有输入和输出的电磁干扰(EMI)滤波器，所述滤波器输出与所述DC-DC转换器的输入耦合，并且所述滤波器输入被配置为与所述两个或更多个电源耦合。
8.一种电力转换电路，包括：
DC转换器组，其包括多个DC-DC转换器单元；
用于所述转换器组中的各个转换器单元中的两者或更多者的并行输入电力端子连接，其中所述各个转换器单元的输出端子彼此隔离；
多相调制控制器，其与所述DC转换器组耦合；以及
负载平衡电路部，所述负载平衡电路部与所述DC-DC转换器的各个输出耦合，并且被配置为使所述DC-DC转换器上的各个负载相互平衡。
9.根据权利要求8的电力转换电路，其中所述电路在离线设计过程中实现负载平衡。
10.根据权利要求8的电力转换电路，其中所述DC-DC转换器中的两者之间的相对电信号相差与一起被调制的转换器的数量成反比例。
11.根据权利要求10的电力转换电路，其中所述电路包括数量k个转换器单元，并且所述电信号相差为±180/k度。
12.根据权利要求11的电力转换电路，其中所述转换器单元上的各个负载在基本相等的电平上保持平衡。
13.根据权利要求8的电力转换电路，其中所述DC转换器组中两个DC-DC转换器之间的相对电信号相差与一起被调制的转换器的数量成反比例。
14.根据权利要求8的电力转换电路，其中所述各个转换器单元上的各个负载在基本相等的电平上保持平衡。
15.根据权利要求8的电力转换电路，其中所述调制控制器进一步被配置为针对所述DC转换器组的输出接收反馈。
16.根据权利要求8的电力转换电路，进一步包括具有输入和输出的电磁干扰(EMI)滤波器，所述滤波器输出与所述DC-DC转换器的输入耦合，并且所述滤波器输入被配置为与一个或多个电源耦合。
17.一种电力转换电路，包括：
电磁干扰(EMI)过滤柱，其被配置为与输入电源耦合；
两个或更多个直流到直流(DC-DC)转换器，其与所述EMI过滤柱的输出耦合；以及
调制控制器，其与所述DC-DC转换器耦合，并且被配置为使用相角差调制来调制所述DC-DC转换器，其中所述DC-DC转换器中的两者之间的相对电信号相差与一起被调制的转换器的数量成反比例。
18.根据权利要求17的电力转换电路，进一步包括负载平衡电路，其设置在一个或多个负载与所述DC-DC转换器的输出之间，并且被配置为使所述DC-DC转换器上的各个负载相互平衡。
19.根据权利要求17的电力转换电路，其中所述EMI过滤柱包括两个或更多个输入EMI滤波通道，每个滤波通道与公共输入电力DC总线相连。
20.根据权利要求19的电力转换电路，其中每个滤波通道被配置为在标称操作期间与所述DC-DC转换器中相应的一个耦合。
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