CN103988431A - 用于触发半导体开关的电子电路和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电子电路（1），其包括至少一个设置于与一个将被触发的电感负载（2）串联的切换路径（D-S）处的半导体开关（S），和至少一个在切换相位期间与半导体开关（S）交互且同样设置为与负载（2）串联的续流元件（FD）。控制单元通过可变控制电流（i_G(t)）控制半导体开关（S）的控制连接（G），将可变控制电流（i_G(t)）作为在续流元件（FD）处测量的电压（u_FD(t)）的时间分布函数，和/或作为在切换路径（D-S）处测量的电压（u_DS(t)）的时间分布函数。本发明进一步涉及一种用于触发这样的电路（1）的半导体开关（S）的方法，半导体开关（S）通过可变控制电流（i_G(t)）触发以用于切换，所述控制电流预定义作为在续流元件（FD）处测量的电压（u_FD(t)）的时间分布函数，和/或作为在切换路径（D-S）处测量的电压（u_DS(t)）的时间分布函数。依照本发明的电子电路被有利地用于触发桥逆变电路（10）的半导体开关，特别是用于操作EC电机。

Description

用于触发半导体开关的电子电路和方法

技术领域

本发明首先涉及一种如权利要求1前序所述的电子电路，特别是作为电子逆变电路的一部分来优选地操作EC电机，该电路具有至少一个半导体开关，其切换路径与被控制的电感负载串联，以及至少一个在切换相位期间与半导体开关交互且同样与负载串联的续流元件。

此外，本发明还涉及一种如权利要求6前序所述的用于控制半导体开关的新方法，半导体开关在这样的电路中，与其切换路径和被控制的电感负载串联，并且在切换相位期间和同样与负载串联的续流元件交互。

背景技术

在切换电感负载时，例如特别地电再换向EC电机的线圈的电流流动时，作为常规的当前功率半导体设备被用作半导体开关且与作为常规的续流二极管的续流元件并联结合。功率晶体管如MOSFET或IGBT是常见的。

半导体开关被各自控制来通过它们的控制连接、使用控制信号进行切换或再换向，控制信号通常由微控制器产生并随后被馈入驱动电路，驱动电路随后使各自的半导体开关接通或断开。

为了保持切换半导体的功率损失为最小，将功率导体尽可能快地接通或断开是众所熟知的。这种测量可以实现更少的功率损失，并且冷却装置可以保持相应地小。

快速接通或断开电感负载的缺点在于，当切换功率晶体管时会带来陡峭边缘的结果，产生干扰电压，不得不通过使用所谓的EMC滤波器来再次进行抑制。

干扰频谱，即所谓的EMC干扰，当功率半导体接通或断开时形成为高频干扰。这种干涉光谱的阈值是在确定的EN标准下定义的，不得超过。因此，在许多情况下，在实践中有必要构造昂贵的、大体积的EMC滤波器，这需要大量的安装空间，并导致高成本。EMC滤波器一般是无源元件，通常是电感和电容的组合。

发明内容

本发明的目的是为了防止或至少减少高频干扰，并且通过尽可能快地接通或断开各自的半导体来保证最小的切换损失，无需昂贵的EMC滤波器。换句话说，干扰光谱将被阻止在具有最小的功率损失的切换边缘，以便能够节省EMC元件。

这个目的是通过两个独立权利要求1和6各自的特征实现的。有利的实施例被包含在相应的从属权利要求中。

本发明的相应特征在于一种新的控制单元、一种通过将可变控制电流作为在关联的续流元件处测量的电压的时间分布函数而被控制的半导体开关的控制连接。凭借本发明中的这种测量，各自的切换边缘的分布可在上部区域被调制。此外，甚至可替代地，控制单元被设计成使得它控制将可变控制电流作为在半导体开关的切换路径处测量的电压的时间分布函数的半导体开关。通过这种测量，各自的切换边缘可在其下部区域被调制。通过这两项测量，实现了dB频谱降低。

在一个优选的实施例中，这两项测量相结合，控制单元一方面测量在续流元件处的电压的同时，另一方面测量在被控制的半导体开关的切换路径处的电压，电流流量的函数在切换相位期间以两个测量电压的确定比例通过切换部件从一个电压到另一个电压被改变。以这种方式，切换边缘可以有利地在下部和上部区域都进行调制，以防止或至少减少干扰光谱。

附图说明

本发明通过举例的方式描述更多细节，参照下面的描述和附图，其中：

图1示出了根据本发明的电路的等效电路图，

图2示出了根据本发明第一实施例的控制电路框图及附加等效电路图，

图3示出了根据本发明第二实施例的控制电路的与图2类似的视图，

图4包括副图4a-4d，示出了根据本发明的测量来说明切换边缘的影响的示意图，

图5和6示出了控制电路的附加等效电路图，

图7示出了具有在局部桥切换的两个半导体开关的附加等效电路图，

图8示出了用于EC电机的三相逆变电路的主要电路图，

图9示出了切换脉冲的附加示意图，

图10-13各自示出了类似于图2和图3的有利实施例的附加视图，以及

图14示出了可能的切换边缘调制的附加示意图。

在附图的各图中相同的部件总是采用相同的参考标号。

具体实施方式

对于下面的描述，明确强调，本发明并不限于这些实施例，在这个过程中，不是对于描述的特征组合的所有或一个以上特征，而是对于每个实施例的每个单独的副特征，同样具有发明的意义，其自身从所有其他与之联合描述的副特征分离，并且同样与任何其他实施例的特征组合以及独立的特征组合和后面对权利要求的引用分离。

在图1中，根据本发明的电路1被作为等效电路图示出，并特别地，在一个最小的实施例中，作为所谓的“基本切换单元”。在恒定电压源U_const处，有效功率被转换。

$P=\frac{U_{\mathrm{const}}}{T}\·\underset{T}{\∫}{I}_{\mathrm{FD}}\left(t\right)\·\mathrm{dt}$

因通过可能处于此处的续流二极管FD的电流的方向，从系统中获得了有效功率，其与负载2的行为是同义的。

因为电流的方向，恒定电流源I_const在这里代表一个电源，因为它在切换过程中模拟一个电感阻抗的行为。电压U₀(t)可任意选择，同样电阻R1也可以。半导体开关S与其寄生电容一起被示出。

因为寄生元件L_σFD,L_σT也或多或少明显地根据切换过程被判定，续流元件，这里的二极管FD，总是与负载2或U_const串联，通过草绘的网孔M1显示。在此过程中，寄生元件L_σFD,L_σT可分配到导体的任何部分。寄生电容C_FD是续流二极管FD的一部分，不可分离。这同样适用于在这里被绘制的晶体管S的三个寄生电容。这里描述的串联连接，如通常已知的，其特征在于，相同的电流流过续流元件FD、负载2和寄生元件，以及相关联的切换装置S的某部分，切换装置S在这里指晶体管。“某部分”是指将基尔霍夫电流定律考虑在内的图1中的A点。

基于这个如图1的“基本切换单元”，现在将示出根据本发明的控制半导体开关的控制方法的实际执行方式。

用于在切换过程期间减少振动激发和创建特殊脉冲模式的控制模型的概念

基于通过开关晶体管触发的寄生振动激发的现有影响因素，一个控制方案在下文中呈现，用于给定的电路拓扑结构。

在这个过程中的一个新的特点是，在操作期间，控制的目的可以动态地改变。这也可以通过改变切换过程中目标脉冲结构来实现。

过程中的可能目的有：

1）因现有的寄生元件引起的振动的减少。

2）切换损失的减少

3）EMC频谱的减少

4）以上描述的各点的组合，其中各独立目的的贯彻度降低。

这个新的动态，能够对被控制的负载2的不同操作行为做出不同的反应。如果，例如，在热的环境气候中的电子设备的最大允许温度被超过，则EMC辐射可增加以有利于温度降低，以保护系统免于完全失效。

在下文中描述的控制的情况下，晶体管S的栅极电流通过合适的开关可变地施加，比例构成特例。两个变量的大小之间存在比例时，它们总是相对对方具有相同的比率。变量通常意味着可以被描述为多项式的函数。

用于两个切换过程中的每个的栅极电流由恒定电流和描述的变量部分组成。这里，施加到栅极电流的变量部分是关于续流二极管FD每次加入到电流的换向过程中时其电压的函数。在此过程中，作为多项式的特例，函数可为比例或总体上描述一个更高阶的多项式。接通和断开的过程在这里通过恒定电流的值以及凭借将关联的续流二极管处的电压转换为可变电源部分的函数被简单地区分。这意味着栅极电流因而一般会导致：

$i_G\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{constON}}+f_{\mathrm{ON}}\left(u_{\mathrm{FD}}\right)\mathrm{switc}|\mathrm{on}\\ I_{\mathrm{constOFF}}+f_{\mathrm{OFF}}\left(u_{\mathrm{FD}}\right)\mathrm{switc}|\mathrm{off}\end{array}\right.$

该栅极电流被施加，直到栅源电压达到预定的门限U_GSmax和U_GSmin。在此过程中电流可通过闭环控制或电流镜电路被施加。当达到门限时栅极电流变为零。如果电压偏离门限，相应的栅极电流被再次施加。在最简单的情况下，门限通过栅极控制电路的操作电压设定。所需要的切换状态通过外部指定控制，并在内部引起栅极电流定义的切换，触发被控制的切换过程。

图2中根据本发明的控制单元4通过与根据图1的切换单元相结合的第一实施例的举例的方式示出。

在最简单的情况下，续流二极管处电压的函数相当于一个恒定的加权系数，即

f_ON(u_FD)=G_ON·U_FD(t)

f_OFF(u_FD)=G_OFF·U_FD(t)

于是栅极电流的形成

$i_G\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{constON}}+G_{\mathrm{ON}}\left|u_{\mathrm{FD}}\left(t\right)\mathrm{switc}\right|\mathrm{on}\\ I_{\mathrm{constOFF}}+G_{\mathrm{OFF}}\left|u_{\mathrm{FD}}\left(t\right)\mathrm{switc}\right|\mathrm{off}\end{array}\right.$

据此得出根据图3的简化栅极控制电路4。

通过设置恒定电流和加权因子以及它们相应的标志，适当的脉冲整形可以进行。这些漏源电压的脉冲形状在图4a-4d中从性质上示出，其与通过完全恒定电流控制的晶体管的切换相比较。各自的相关控制参数的定性调整列于下面的表1中。

定性信号的边缘处理以举例的方式在图4a-4d中示出，并且特别地，在每幅图中都与原始未受影响的、由虚线示出的脉冲形状相比较，例如只连接有栅极串联电阻。

表1

处理根据	Iconst-OFF	GOFF	Iconst-ON	GON
					图4a	<0,～0	<0	>0,～0	>0
图4b	<0,<-Uconst*GOFF	>0	>0,～0	>0
					图4c	<0,～0	<0	>0,>-Uconst*GON	<0
图4d	<0,<-Uconst*GOFF	>0	>0,>-Uconst*GON	<0

接下来的表2描述了根据评价模型的边缘调制的各自的优点和缺点：

上述的每次取整产生优点（以+或++表示，因为上述只有两个可能边缘），也由于对寄生振动的激发的阻止涉及的切换损失产生缺点（以-或--表示）。对EMC干扰频谱的减少边缘的取整的优点也被同样地表示（以+……++++表示，因为有四个边缘）。

该评价模型现在被应用到所示的脉冲模式：

表2

	振动激发的减少	EMC频谱的减少	功率损失的增加
				无取整脉冲	0	0	0
图4a	++	++	--
				图4b	+	++	-
图4c	+	++	-
				图4d	0	++	0
图9	++	++++	--
				图14	++	++++	++

根据本发明的测量对各种电路拓扑结构的适用性的描述

原则上，在根据图5的电路拓扑结构中的以恒定电流和电压源建模的路径可以构成任何所需的电路的一部分，只要它们可以在切换过程中的时刻和其直接时间环境中近似地仿真出恒定电流或电压源。这意味着，例如，该恒定电流源可以是有源PFC电路的PFC扼流圈路径或电机线圈的路径的连接。同样地，电压源可以构成反相器的中间电路的仿真。

此外，电路可以通过重新建模被改造为根据图6的拓扑结构，其中门控制可类似地应用。

通过将根据图5和图6的拓扑结构相结合，将控制电路应用于电桥电路同样也是可能的。这意味着一个局部桥，其包括两个晶体管S1、S2，每个晶体管具有关联的续流二极管FD1、FD2且每个晶体管与对面的晶体管并联，还包括两个控制电路。这种拓扑结构在图7中示出。通过组合局部桥，一个或多个相位的反相器的任何所需数量可被最佳地控制。

电阻R_L一般表现为由负载R+u(t)·I_const形成，u(t)可能作为任何所需的电压（参见图1中基本切换单元的构造）。负载的电感部分由在切换过程中仿真电感行为的电流I_const顾及。基于拓扑结构，因为电流流动是可能的，当R_L构成负载2时，电压源U_const形成供电。

为了增进两个切换单元视图的对称性，图7中的电压源U_const被分成两个独立的源。这对于切换单元的行为并没有改变，但同时确实增进了负载R_L的对称连接。

可以看出，在图7中，无论哪个续流二极管当下正在启动哪个关联的开关晶体管，负载总是与之串联连接。

对于被构造为三相桥电路的逆变电路10，根据图8的构建由此形成。

在三相桥情况下，由星点SP到点UZK/2的连接是没有必要的，这是由于在换向期间各恒定电流可以通过两个其他的相位流动。

同样，在桥电路的情况下，负载和各自一个桥分支的续流二极管通过另外两个桥分支的其他晶体管串联连接。

控制模型扩展以测量漏源电压和集电极-发射极电压以及因此在有源切换边缘结构的集 成

通过除续流二极管电压外对漏源极电压的附加测量，在有源切换边缘结构，产生附加自由度。一方面，所有基于单纯续流二极管电压形成的切换边缘同样可以通过单纯漏源极电压测量产生。此外，现在两个电压可能的结合，边缘同样可以通过在上部端和下部端“取整的”形状产生。这也可以通过单纯两个电压之一的测量，由对恒定电压U_const的了解实现，但是基于两个信号的反馈的边缘结构具有更大的参数独立性。

根据图9的边缘结构，例如，通过下述的控制模型而更容易实现。

用于该边缘结构的控制模型如图10所示。对电压U_DS的测量需要在首先的接通过程中的初始栅极电流。

这里，两个已测量电压（续流二极管电压，漏源极或集电极-发射极电压）之一切换到已示出的控制拓扑结构，用作取决于将被测量的电压的决策函数f_E。这里的决策函数可以，例如，一旦一个电压变得比单独的另一个大，就切换开关部件6。同样地，在最简单的情况下，将连接的电压转换为可变控制电流部分的函数能够再次作为加权因子。于是，根据图11的控制模型出现。

原则上，但是，只是两个测量之一，即取决于U_FD或U_DS的控制电流可被施加，因为有利的光谱减少（dB减少）已经可以由这些测量的每一个的自身来实现。

控制模型扩展以包括饱和部件来在边缘的开始处和/或终端部分限制边缘结构

如图12-14所示，当各个元件处测量的电压小于通过在已测量电压的反馈路径中引入的饱和部件8调整的饱和电压U_sat时，边缘结构被限制于时间间隔。在此之间或在此之外，切换由通过恒定电压U_sat获得的栅极电流执行。通常得到的控制模型在图12中示出，而在最简单的情况下，具有恒定加权函数和简单决策函数的控制模型在图13中示出。

作为通过饱和扩展的控制电路的结果，实现了将边缘结构限制于边缘的开始处和终端，参见例如根据图14的边缘结构。

本发明并不局限于所示的实施例和描述，而是还包括所有产生本发明意义上相同的效果的实施例。明确强调的是，实施例不限于所有特征的组合，而是每个单独的副特征本身即使从其他所有副特征相分离，也可以具有发明的重要性。此外，本发明目前并不局限于定义为在各独立权利要求中特征的组合，而是也可以定义为任何其他需要的由所有公开的分立特征中的一定特征组成的组合。这意味着，在原则上，实际上各独立权利要求的任何独立的特征可以被省略或由本申请中其他部分公开的至少一个独立的特征所取代。在这方面，权利要求仅仅是被单纯地理解为规划发明的第一尝试。

Claims (14)

1.一种电子电路（1），包括至少一个半导体开关（S），其切换路径（D-S）与被控制的电感负载（2）串联，以及至少一个在切换相位期间与半导体开关（S）交互并同样与负载（2）串联的续流元件（FD），

其特征在于，控制单元（4），通过可变控制电流（i_G(t)）控制半导体开关（S）的控制连接（G），将可变控制电流（i_G(t)）作为在续流元件（FD）处测量的电压（u_FD(t)）的时间分布函数。

2.根据权利要求1前序所述的电子电路，

其特征在于，控制单元（4），通过可变控制电流（i_G(t)）控制半导体开关（S）的控制连接（G），将可变控制电流（i_G(t)）作为在半导体开关（S）的切换路径（D-S）处测量的电压（u_DS(t)）的时间分布函数。

3.根据权利要求1和2所述的电路，

其特征在于，控制单元（4）一方面测量在续流元件（FD）处的电压（u_FD(t)）的同时，另一方面测量在被控制的半导体开关（S）的切换路径处的电压（u_DS(t)），控制电流（i_G(t)）的对应电压在切换相位期间以两个测量电压（u_FD(t)，u_DS(t)）的确定比例通过切换部件（6）从一个电压（u_FD(t)或u_DS(t)）切换到另一个电压（u_FD(t)或u_DS(t)）。

4.根据权利要求1-3任一项所述的电路，

其特征在于，饱和部件（8）被安置于各测量电压（u_FD(t)，u_DS(t)）的反馈路径。

5.根据权利要求1-4任一项所述的电路，

其特征在于，该电路为电子逆变电路（10）的组成部分，优选地控制EC电机，逆变电路（10）的组成包括具有至少四或六个半导体开关（S1-S6）、每个半导体开关与它们的切换路径（D-S）在彼此并联的桥路径处成对串联的桥电路，连接在各个桥路径的半导体开关之间且各个半导体开关（S1-S6）具有并联连接的续流元件（D1-D6）的各个负载（2），控制半导体开关（S1-S6）的控制连接（G）以使可变操作AC电压施加于负载（2）的控制电路（4）。

6.一种用于控制半导体开关（S）的方法，半导体开关（S）位于电子电路（1）中，其切换路径（D-S）与被控制的电感负载（2）串联，并且其在切换相位期间与同样与负载（2）串联的续流元件（FD）交互，

其特征在于，半导体开关（S）通过可变控制电流（i_G(t)）被控制进行切换，将可变控制电流（i_G(t)）作为在续流元件（FD）处测量的电压（u_FD(t)）的时间分布函数。

7.根据权利要求6前序所述的方法，

其特征在于，半导体开关（S）通过可变控制电流（i_G(t)）被控制进行切换，将可变控制电流（i_G(t)）作为在半导体开关（S）的切换路径（D-S）处测量的电压（u_DS(t)）的时间分布函数。

8.根据权利要求6和7所述的方法，

其特征在于，在续流元件（FD）处的电压（u_FD(t)）和在被控制的半导体开关（S）的切换路径处的电压（u_DS(t)）都被测量，控制电流（i_G(t)）的对应电压在切换相位期间以两个测量电压（u_FD(t)，u_DS(t)）的确定比例从一个电压切换到另一个。

9.根据权利要求6-8任一项所述的方法，

其特征在于，在每个切换相位期间，在续流元件（FD）和半导体切换路径（D-S）处各自测量的电压（u_FD(t)/u_DS(t)）与预定义或可调整的饱和电压（U_sat）相比较，只有在各自测量的电压（u_FD(t)/u_DS(t)）比饱和电压（U_sat）低时，控制电流（i_G(t)）才可变，否则控制电流（i_G(t)）被指定为恒定，控制电流（i_G(t)）特别地通过恒定电压获得，特别是饱和电压（U_sat）。

10.根据权利要求6-9任一项所述的方法，

其特征在于，可变控制电流（i_G(t)）以恒定部分（I_const）与可变部分（i）相加的和被提供，可变部分是在续流元件（FD）或半导体切换路径（D-S）处各自测量的电压（u_FD(t)或u_DS(t)）的函数（f(u_FD))或(f(u_DS)）。

11.根据权利要求10所述的方法，

其特征在于，恒定电路部分（I_const）和/或可变电流部分（i=f(u)）在用于接通过程和断开过程时是不同的。

12.根据权利要求10或11任一项所述的方法，

其特征在于，可变电流部分（i）的函数成正比例，在最简单的情况下，比例系数为恒定加权因子（G）。

13.根据权利要求10或11任一项所述的方法，

其特征在于，可变电流部分（i）的函数描述为多项式。

14.根据权利要求6-13任一项所述的方法，

其特征在于，由应用程序来控制桥逆变电路（10）的半导体开关（S1-S6），特别是用于操作EC电机。