CN103987150A - 抗闪频的双回路led驱动电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种抗闪频的双回路LED驱动电路，包含有一LED灯串回路及一误差校正电流回路，其中当LED灯串回路电流随着电压波动而突升或突降，该误差校正电流回路会以小于60ms的校正周期进行校正，即于各校正周期时间内，产生一个与目前电流值相反的校正电流，借此平均突升电流值或突降电流值，并且因小于60ms校正周期时间将原本低频的突升电流及突降电流转为高频，而高于人眼视觉暂留时间，以消除闪频现象。
Description
技术领域
本发明关于一种LED驱动电路，尤指一种抗闪频的LED驱动电路。
背景技术
一般使用交流电源的LED灯具的驱动电路，如图7所示，与LED灯串51之间只构成单一回路，而该驱动电路50的反应时间TRESPONSE缓慢，故当交流电源的电压VAC波动时，回路电流I1较慢返回稳定值，如图8所示，如此电流波I1形即会直接影响人眼所接收的光能Elight，光能对应波动的电流值也反应出突升或突降的波动，所以人眼会感觉LED具出现闪频。
目前已有快速反应时间的驱动电路问世，但回路电流波形仍旧会反应电压波动，故此类驱动电路仅能降低闪频现象，却无法完全消除之，故有必要进一步提出LED灯具的闪频消除方法。
发明内容
有鉴于此，本发明主要目的提供一种抗闪频的双回路LED驱动电路。
欲达上述目的所使用的主要技术手段令该抗闪频的双回路LED驱动电路，包含有一LED灯串回路及一误差校正电流回路，其中该LED灯串回路保持消耗功率定值，而该误差校正电流回路则依据一电流基准值比较目前的电流值，再以小于60ms的校正周期，令大于或小于电流基准值的电流突波于各校正周期时间内，产生一个与目前电流值相反的校正电流，以保持平均消耗功率为定值。
当LED灯串回路电流随着电压波动而突升或突降，该误差校正电流回路会以小于60ms的校正周期进行校正，即于各校正周期时间内，产生一个与目前电流值相反的校正电流，借此平均突升电流值或突降电流值，并且因小于60ms校正周期时间将原本低频的突升电流及突降电流转为高频，而高于人眼视觉暂留时间，以消除闪频现象。
附图说明
图1为本发明电路示意图。
图2为图1电压、电流及光能波形示意图。
图3为本发明LED驱动电路第一较佳实施例的流程图。
图4A为图3于交流电源电压突升的电压及电流波形示意图。
图4B为图3于交流电源电压突降的电压及电流波形示意图。
图5为本发明LED驱动电路第二较佳实施例的流程图。
图6A为图5于交流电源电压突升的电压及电流波形示意图。
图6B为图5于交流电源电压突降的电压及电流波形示意图。
图7为现有LED驱动电路的示意图。
图8为图7电压、电流及光能波形示意图。
其中，附图标记：
10、50驱动电路 101交直流转换电路
11、51LED灯串 12低频滤波器
12’第二低频滤波器 13稳流控制单元
14压控晶体管 14’第二压控晶体管
15电流检测单元 15’第二电流检测单元
16电容 17二极管
20误差校正电流回路 21比较单元
22积分器 23加法器
具体实施方式
首先请参阅图1及图3所示，为本发明抗闪频的双回路LED驱动电路，其包含有一驱动电路10、一LED灯串回路I1及一误差校正电流回路Icorrect。
以一线性LED驱动电路为例，上述LED灯串回路I1为一定电流回路，并包含有：
一LED灯串11，通过一压控晶体管14及一电流检测单元15连接至一交直流转换电路101，该交直流转换电路连接一交流电源VAC；其中该电流检测单元将LED灯串11回路的电流转换为对应的电压信号；
一低频滤波器12，电连接于该电流检测单元15，并根据该电流检测单元15所转换后的电压信号，输出一平均电压值；其中该低频滤波器12为一数字滤波器，也可为一降频滤波器，是将其所接受的电压信号经取样及信号转换后即时输出一平均电压，用以立即反应LED灯串11电流回路的电流平均值；及
一稳流控制单元13，内建该电流基准值IBASE，并具有一与该低频滤波器12电连接的输入端，及一连接一参考电压值的参考输入端Vref，并且其输出端与该压控晶体管14的控制端电连接；其中该稳流控制单元13比较其输入端所接收的参考电压值与平均电压值的大小，并依据比较结果输出控制信号至该压控晶体管14的控制端，维持LED灯串回路I1电流维持稳定，进而保持消耗功率定值。
至于该误差校正电流回路20则依据该稳流控制单元13所内建该电流基准值IBASE，比较目前的电流值Icurrent，如图2所示，再以小于60ms的校正周期Tcorrect，令大于或小于电流基准值IBASE的电流突波于各校正周期Tcorrect时间内，产生一个与目前电流值相反的校正电流Icorrect，以保持平均消耗功率为定值。如图1所示，该误差校正电流回路20包含有：
一比较单元21，其二输入端分别连接该电流检测单元15及该稳流控制单元13，以读取LED串接回路I1的目前电流Icurrent以及该电流基准值IBASE，并比较目前电流Icurrent与该电流基准值IBASE大小；
一积分器22，连接至该比较单元21的输出端，于各小于60ms校正周期时间内，计算目前突升或突降的电流平均值，并输出一个校正电流；又该积分器22输出端可进一步连接至具有一数字类比较换器的稳流控制单元13；及
一加法器23，连接于该积分器22输出端及该LED灯串11一端，以将该积分器22输出的相反交流电流馈入该LED灯串11回路中，以平均目前突升或突降的电流值。
上述稳流控制单元13配合该误差校正电流回路20，进一步包含有：
读取目前电流及电压，以计算目前功率值；
记录功率平均值(QAV)；
比较该目前功率值(Qn)及功率平均值；
若大于该功率平均值(Qn>>QAV)，令该数字类比转换器减少一比特；及
若小于该功率平均值(Qn<<QAV)，令该数字类比转换器增加一比特。
请配合图4A所示，当交流电源VAC第n个电压半波较第n-1个电压半波突升(n为自然数)，则经由比较器21及积分器22计算此周期内的LED串接回路I1电流Icurrent的平均值，该平均值会大于预设电流基准值IBASE1，并输出一校正电流Icorrect，该校正电流Icorrect并会于第n+1个电压半波周期内将Icurrent降低，使得第n和n+1半波周期的瞬间功率的平均满足二倍的平均功率(Qav)，即Qn+1=2Qav-Qn。若积分器22的输出校正电流Icorrect是负值，则该稳流控制单元13的数字类比转换器将降低一比特，使输入至该压控晶体管14的栅极电压降低，如图4A中的第n+2半波周期所示，该稳流控制单元13的数字类比转换器将持续每电压半波周期降低一比特，使得该LED串接回路I1的目前回路电流Icurrent随之降低，直到计算在第m+1个电压半波的功率已满足Qm+1=2Qav-Qm时，控制该压控晶体管14的栅极维持在一定电压，令该回路电路Icurrent维持在一新基准点IBASE2，不再改变。本实施例是采用数字的比较器和积分器，在检测到第n+1个半波周期瞬间输出功率变小时，在第n+2的半波周期才降低数字类比转换器的比特；此外，也可在n+1的周期同时降低该数字类比转换器一比特(图中未示)。由于本实施例一次改变一个比特，使得基准点的改变非常缓慢，确保此两回路的反应速度不会太靠近而造成不稳定；当然，若在满足稳定的前提下，也可一次改变多个元件。
若如图4B所示，当交流电源第n个电压半波较第n-1个电压半波突降，则该比较器21及积分器22计算此周期内的LED串接回路I1电流Icurrent的平均值，而此一平均值会小于预设电流基准值IBASE1，而输出一校正电流Icorrect，该校正电流Icorrect并会于第n+1个电压半波周期内将Icurrent升高，使得第n和n+1半波周期的瞬间功率的平均可满足二倍的平均功率(Qav)，即Qn+1=2Qav-Qn。若积分器22的校正电流Icorrect是正值，则该稳流控制单元13的数字类比转换器将升高一个比特，使输入至该压控晶体管14的栅极电压升高，如图4B中的第n+2半波周期所示，该稳流控制单元13的数字类比转换器将持续每电压半波周期升高一比特，使其满走Vg1(n+1)=Vg1(n)*(Qav/Qn)，相对地使得该LED串接回路I1的目前回路电流Icurrent随之升高，直到计算在第m+1个电压半波的功率已满足Qm+1=2Qav-Qm时，控制该压控晶体管14的栅极维持在一定电压，令该回路电路Icurrent维持在一新基准点IBASE2，不再改变。然而，于图4B的第n+1个电压半波周期中一次拉高数个比特，但有可能使得该Icurrent经校正后就超过IBASE1，因此会于第n+2个电压半波周期中再令数字类比转换器降低一比特，如此持续到稳在新的基准值IBASE2。此动作会持续的进行，直到瞬间的功率与平均功率一致为止。
综上所述，本发明以偶数电压半波为检测电流变化的周期，而奇数电压半波则为校正误差的周期。
请参阅图5所示，为本发明第二较佳实施例，即相较图3的LED灯串回路的第一较佳实施例，进一步包含有一子电流回路I12；其中该子电流回路I12包含有串接的一电容16、一第二压控晶体管14’及一第二电流检测单元15’，又该电容16与第二压控晶体管14’的串接节点再连接一二极管17的阴极，而该二极管17的阳极则连接到该子电流回路I12的接地端。
请配合参阅图6A所示，上述该子电流回路I12于该LED灯串11导通时(VAC>VLED)对其电容16进行充电，而于LED灯串11熄灭时(VAC<VLED)对LED灯串放电，令该LED灯串回路I11的电流约持一定值，当交流电源的电压稳定时，会在LED熄灭期间控制该第二压控晶体管14’的栅极电压，以减少该电容16约5%-10%的放电电流，因此LED灯串回路的电流会于t3时间略为降低，于波形上呈现一小缺口Iless，直到该LED灯串11再次导通(VAC>VLED)；其中控制电容16输出减少5%-10%的放电电流，主要是不可过低而造成闪频，故图6A在t3之前所显示的电流缺口Iless为稳定状态时的正常大小。然而，若由图6A所示，当交流电源VAC的电压突升时，该LED灯串回路I11的电流因为导通时间变长(t3-t4时段)，使得电容16于t4-t5时间输出更大的放电电流，而将I11的电流缺口补平，故于t5时间之前该电流缺口即消失。因此，本实施例由该稳流控制单元13检知电流缺口已消失，则逐渐调降该子电流回路I12的第二压控晶体管14’的栅极电压，直到该电流缺口重新出现且放电电流重新被维持减少在某个误差范围(5%～10%)以内，如在第n+2个电压半波周期已稳定，则于此周期内的放电时间会再出现电流缺口Iless。在整个过程中，LED灯串回路I11的电流维持一定值，故此时第二回路20不需做任何调节的动作，自然消除频闪。
若如图6B所示，当交流电源VAC的电压在第n个电压半波突降时，该电容于t3至t4的充电时间变短，而于t4至t5的放电时间变长，使得原本由电容降低输出放电电流的时间也相对变长，而使得原本的电流缺口变大，因此该LED灯串回路I11的电流于突降的第n个电压半波出现一大缺口Iless(t5之前)。此时，该稳流控制单元13也计算第n个电压半波的功率已小于平均功率，故于下个第n+1个电压半波调升第二压控晶体管14’的电压比特并符合Vg2(n+1)=Vg2(n)*(Qav/Qn)，此时有可能第n+1个电压半波会校正过度，超过Qav,而于下一第n+2个电压半波，调降第二压控晶体管14’的电压，使第n+2个电压半波的电压再略为降低，使其功率满足平均功率Qav。
由上述说明可知，本发明第二较佳实例主要调整子电流回路的第二压控晶体管14’，即该稳流控制单元13包含有：
读取目前电流及电压，以计算目前功率值；
记录功率平均值(Qav)；
比较该目前功率值(Qn)及功率平均值；
若小于该功率平均值，调升第二压控晶体管14’的电压并符合Vg2(n+1)=Vg2(n)*(Qav/Qn)。
综上所述，当LED灯串回路电流随着电压波动而突升或突降，该误差校正电流回路会以小于60ms的校正周期进行校正，即于各小于60ms校正周期时间内，产生一个与目前电流值相反的校正电流，借此平均突升电流值或突降电流值，并且因小于60ms校正周期时间将原本低频的突升电流及突降电流转为高频，而高于人眼视觉暂留时间，以消除闪频现象。
虽然本发明已以实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的变更与修改，故本发明的保护范围当以权利要求为准。
Claims (8)
1.一种抗闪频的双回路LED驱动电路，其特征在于，包括：
LED灯串回路，保持消耗功率定值；
误差校正电流回路，依据电流基准值比较目前的电流值，再以小于60ms的校正周期，令大于或小于电流基准值的电流突波于各小于60ms校正周期时间内，产生一个与目前电流值相反的校正电流，以保持平均消耗功率为定值。
2.如权利要求1所述的抗闪频的双回路LED驱动电路，其特征在于，该LED灯串回路为定电流回路，包含有：
LED灯串，通过压控晶体管及电流检测单元连接至交直流转换电路，该交直流转换电路连接交流电源；其中该电流检测单元将LED灯串回路的电流转换为对应的电压信号；
低频滤波器，电连接于该电流检测单元，并根据该电流检测单元所转换后的电压信号，输出平均电压值；及
稳流控制单元，内建该电流基准值，并具有与该低频滤波器电连接的输入端，及电连接参考电压值的参考输入端，并且其输出端与该压控晶体管的控制端电连接；其中该稳流控制单元比较其输入端所接收的参考电压值与平均电压值的大小，并依据比较结果输出控制信号至该压控晶体管的控制端，令电源回路的回路电流维持稳定。
3.如权利要求2所述的抗闪频的双回路LED驱动电路，其特征在于，该误差校正电流回路包含有：
比较单元，其二输入端分别连接该电流检测单元及该稳流控制单元，以读取LED串接回路的目前电流以及该电流基准值，并比较目前电流与该电流基准值大小；
积分器，连接至该比较单元的输出端，于各小于60ms校正周期时间内，计算目前突升或突降的电流平均值，并输出该校正电流；及
加法器，连接于该积分器输出端及该LED灯串一端，以将该积分器输出的相反交流电流馈入该LED灯串回路中，以平均目前突升或突降的电流值。
4.如权利要求3所述的抗闪频的双回路LED驱动电路，其特征在于，该积分器输出端进一步连接至该稳流控制单元，其中该稳流控制单元包含有数字类比较换器，并进一步包含有：
读取目前电流及电压，以计算目前功率值；
记录功率平均值(Qav)；
比较该目前功率值(Qn)及功率平均值；
若大于该功率平均值，令该数字类比转换器减少一比特；及
若小于该功率平均值，令该数字类比转换器增加一比特，并控制压控晶体管的控制电压:Vg2(n+1)=Vg2(n)*(Qav/Qn)。
5.如权利要求2至4项任一项所述的抗闪频的双回路LED驱动电路，其特征在于，该低频滤波器为数字滤波器。
6.如权利要求5所述的抗闪频的双回路LED驱动电路，其特征在于，该数字滤波器为降频滤波器，是将其所接受的电压信号经取样及信号转换后即时输出平均电压，用以立即反应LED灯串电流回路的电流平均值。
7.如权利要求3所述的抗闪频的双回路LED驱动电路，其特征在于，进一步包含有子电流回路，其中该子电流回路包含有串接的电容、第二压控晶体管及第二电流检测单元，又该电容与第二压控晶体管的串接节点再连接二极管的阴极，而该二极管的阳极则连接到该子电流回路的接地端。
8.如权利要求7所述的抗闪频的双回路LED驱动电路，其特征在于，该积分器输出端进一步连接至该稳流控制单元，其中该稳流控制单元包含有数字类比较换器，并进一步包含有：
读取目前电流及电压，以计算目前功率值；
记录功率平均值(Qav)；
比较该目前功率值(Qn)及功率平均值；
若小于该功率平均值，调升第二压控晶体管的电压，并控制压控晶体管的控制电压：Vg2(n+1)=Vg2(n)*(Qav/Qn)；n为自然数。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C02 | Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001) | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |
Application publication date: 20140813 |