CN103986676A - 一种针对短波通信信道下的单载波频域均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种针对短波通信信道下单载波频域均衡系统中频域均衡方法，该方法在单载波频域均衡系统中省略了循环前缀，采用重叠保留算法(overlap)来代替循环前缀的功能，实现数据块的循环卷积和消除一定的块间干扰(IBI)，然后在MMSE均衡系数中加入块间噪声进一步消除残留块间干扰，最后通过RISIC迭代算法消除通过线性MMSE均衡后残留的码间干扰(ISI)。相比较于现有的单载波频域均衡方法，本发明提供的频域均衡方法有效提高了短波频谱利用率和传输效率，并且利用改进均衡系数和反馈频域均衡有效消除块间干扰和码间干扰，从而有效提高系统性能，在短波信道下能够在提升传输效率的前提下准确的传输数据。

Description

一种针对短波通信信道下的单载波频域均衡方法

技术领域

本发明涉及短波通信技术领域，特别是涉及针对短波通信信道下的一种单载波频域均(Single Carrier Frequency Domain Equalization，SC-FDE)衡系统中的频域均衡算法。

背景技术

按照国际无线电咨询委员会CCIR(Consultative Committee of International Radio)的划分，短波是指波长在10m～100m，频率在3MHz～30MHz的电磁波。利用短波进行的无线电通信称为短波通信。短波通信实际是指使用的频率范围为1.5MHz～30MHz，可以使用的频率范围只有28.5MHz，按照国际规定，每个短波电台占用3.7kHz的频率宽度，现在最近提升了短波电台的频率宽度达到了6kHz～9kHz，但是通信的空间还是十分拥挤，在很大程度上限制了通信的容量和数据的传输速率。

短波通信基本上采用天波传输的形式，也就是靠电离层的一次或多次反射进行通信，因此存在严重的多径效应，统计表明，多径路数以3条出现的几率最高，多径延迟典型值为2～8ms，成为短波链路数据传输的主要限制。短波的天波信道是变参信道，信号的传输稳定性差。短波无线电通信主要是依靠电离层进行远距离信号传输的，电离层作为信号反射媒质的弱点是，参量的可变性很大。他的特点是路径损耗、延时扩展、噪声和干扰，都是随昼夜、频率、地点而不断变化着。一方面电离层的变化让信号产生衰落，衰落的幅度和频率不断的变化。另外，大气和工业无线电噪声干扰严重。大气和工业无线电噪声主要集中在无线电频谱低端，随着频率的升高，强度逐渐降低。虽然，在短波频段这类噪声干扰比中长波段低，但是强度仍然很高，严重影响短波的通信可靠性，尤其是脉冲型突发噪声，经常会使数据传输出现突发性错误，严重影响通信质量。

新一代短波通信系统主要是高速短波数字通信系统，存在并行和串行两种体制。并行体制的主要思想是将短波信道分割成若干并行的子信道，分别在每个子信道上传送一个副载波，采用正交调制，用多个副载波并行传输的方法提高速率，又称为多音。典型的系统有法国的Thomson(汤姆森)公司的实现途径，采用OFDM(Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)体制，子载波的个数为79；但OFDM技术发射功率分散，信号峰均比很大，抗频率选择性衰落差，很难消除码间串扰。

串行体制采用单一载波的发送方式，因只采用一个载波，也称为单音。数据以串行方式调制发送，码元宽度短，要达到比较高的速率，如2.4kbps，码间串扰将十分严重。实际工作中则需采用适当的均衡技术来对抗码间串扰。针对短波通信领域，最为常用的均衡技术为单载波时域均衡(SC-TDE)技术。但是随着数据传输速率的提高，当传输带宽越接近信道的相干带宽，时间色散将越严重，此时接收信号随中包含了经历衰减和时延的多径波，引起频率选择性衰落，从而导致严重的码间串扰。

单载波频域均衡(SC-FDE)技术宽带无线传输的一种有效对抗多径干扰的方法，其系统框图如图1所示，相比较于正交频分复用(OFDM)技术，单载波频域均衡具有峰均比低，抗频率选择性衰落强，在相同条件下可以达到更高的传输速率和更低的误码率，相比较于单载波时域均衡技术，复杂度也大大的降低。但是现有的单载波频域均衡方法中数据都采用循环前缀，导致传输效率低，且均衡后存在残留的码间干扰和块间干扰。因此，针对短波通信信道下的单载波频域均衡方法的优化成为我们的研究重点。

发明内容

本发明的目的在于提供一种针对短波通信信道下的单载波频域均衡方法，用于解决现有单载波频域均衡方法中每块数据采用循环前缀，导致传输效率低、均衡后会有残留码间干扰和块间干扰的问题。

本发明的技术方案为：一种针对短波通信信道下的单载波频域均衡方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1.采用重叠保留算法(overlap)来选取数据块以及实现循环卷积，设定数据块的重叠长度为L，L大于信道的长度；

步骤2.估计出块间噪声其中N_c是重叠保留后数据块的长度、h_l为长度为l的信道值，τ_l为信道多径延时值；

步骤3.计算线性均衡系数W_k，其中H_k为频域信道估计值，是H_k的共轭，是噪声方差；

步骤4.然后对重叠保留后的数据块r_m采用均衡系数W_k进行频域均衡得到数据

步骤5.最后进行RISIC判决反馈消除残留的码间干扰。

进一步的，所述RISIC判决反馈的具体步骤包括：

(1)对进行IFFT运算变换到时域信号判决可得：

$\hat{S}={[S_0,...,S_{N-1}]}^T;$

(2)对进行FFT变换，得：

$\hat{S}=\{{\hat{S}}_0,...,{\hat{S}}_{N-1}\}=\mathrm{FFT}\left\{\hat{S}\right\};$

(3)用代替S_k，代入式，计算出Δ_k的估计值可得：

${\widehat{\mathrm{\Δ}}}_k=-\frac{{\hat{S}}_k}{{\left|H_k\right|}^2/{\mathrm{\σ}}^2+1},$ 其中 ${\mathrm{\σ}}^2={\mathrm{\σ}}_{\mathrm{IBI}}^2+{\mathrm{\σ}}_n^2,$

然后得到Δ估计值 $\widehat{\mathrm{\Δ}}=\{{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_0,...,{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{N-1}\};$

(4)由计算出δ的估计值

(5)从均衡后的信号中消去即将进行判决得输入信号的新的估计

进一步的，所述重叠保留算法中设定数据块的重叠长度为L，对数据块长度为N的数据块{r_m}，重叠保留数据块{r_m-1}尾部长度为L和数据块{r_m+1}数据块首部长度为L的数据组成的新的数据块，新的数据块长度为N_c＝2*L+N。

需要说明的是，本发明在判决后删除每个数据块首尾重叠保留的L长度的符号，只取长度为N的中间数据即为均衡后数据。

本发明有益效果如下：

本发明提供一种针对短波通信信道下单载波频域均衡系统中频域均衡方法，该方法在单载波频域均衡系统中省略了循环前缀，采用重叠保留算法(overlap)来代替循环前缀的功能，实现数据块的循环卷积和消除一定的块间干扰(IBI)，然后在MMSE均衡系数中加入块间噪声进一步消除残留块间干扰，最后通过RISIC迭代算法消除通过线性MMSE均衡后残留的码间干扰(ISI)。相比较于现有的单载波频域均衡方法，本发明提供的频域均衡方法有效提高了短波频谱利用率和传输效率，并且利用改进均衡系数和反馈频域均衡有效消除块间干扰和码间干扰，从而有效提高系统性能，在短波信道下能够在提升传输效率的前提下准确的传输数据。

附图说明

图1为本发明实施例的针对短波信道下的单载波频域均衡系统的结构示意图。

图2为本发明实施例的针对短波信道下的单载波频域均衡方法结构示意图。

图3为本发明实施例的针对短波信道下的单载波频域均衡方法中短波信道参数。

图4为本发明实施例的针对短波信道下的单载波频域均衡方法中重叠保留算法示意图。

图5为本发明实施例的针对短波信道下的单载波频域均衡方法对采用循环前缀和重叠保留算法误码率曲线比较示意图。

图6为本发明实施例的针对短波信道下的单载波频域均衡方法对采用消除块间干扰和码间干扰算法比较示意图。

具体实施方式

以下结合附图以及实施例，对本发明进行详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅结合用以解释本发明，并不限定本发明。

在本实施例中对一般单载波频域均衡系统的频域均衡方法做了改进，通过重叠保留算法来提高传输效率，利用改进均衡系数和反馈频域均衡来消除块间干扰和码间干扰从而提高系统性能，其改进频域均衡方法如图2所示。

在本实施例中选择的短波信道是国际无线咨询委员会(CCIR)提出的恶劣短波信道，其中参数为图3。

在本实施例中，单载波频域均衡是对每一块数据进行均衡，假设在接收端接收到长度为N的三块数据{r_m-1，r_m，r_m+1}，其中r_m-1＝{r_m-1(1)，r_m-1(2)，...，r_m-1(N-1)，r_m-1(N)}，r_m＝{r_m(1)，r_m(2)，...，r_m(N-1)，r_m(N)}，r_m+1＝{r_m+1(1)，r_m+1(2)，...，r_m+1(N-1)，r_m+1(N)}。

在本实施例中假设信道冲击响应(CIR)的长度为l，由于噪声或多径影响，输入信号数据块存在干扰，则一个长度为N的数据块达到接受端后，长度会扩散到N+l，在相邻数据块之间干扰长度为l，所以重叠部分的长度必须大于等于l，选取重叠部分长度为L，L>l。

本实施例选取了重叠长度为L，那么针对数据块r_m，重叠r_m-1的尾部L长度的数据和r_m+1首部L长度的数据块，构成长度为2*L+N长度都数据块r_m。即重叠过后的r_m′＝{r_m-1(N-L+1)，...，r_m-1(N)，r_m(1)，...r_m(N)，r_m+1(1)，...，r_m+1(L)}，然后该数据转换到频域数据R_m′与频域均衡数据进行频域均衡，均衡后选取R_m′中间长度为N的数据，删除重叠的部分，即完成重叠保留均衡算法，但是在本实施例中由于使用在反馈算法，删除重叠部分只有在判决后才能删除重叠部分。重叠保留算法具体实施方法如图4所示。

本实施例中是在短波信道下，存在严重频域选择性衰落，所以仅仅运用重叠保留算法会有严重的块间干扰，需要对其进行消除。

本实施例中对块间干扰的消除办法是计算出块间干扰噪声系数本方法是基于最小均方误差频域均衡(MMSE)，因为MMSE在计算均衡系数时，考虑噪声的影响，在计算噪声时不仅加入高斯噪声，也加入这样在均衡时便可以消除块间干扰。

实施例中加入后，频域均衡系数为：

实施例中的计算方式可以通过计算得到，其中N_c是一个FFT块的长度，在本专利中也就是重叠保留后数据的长度。h_l长度为l的信道值，τ_l信道多径延时值。

本实施例中改进MMSE均衡算法依然还是线性均衡算法，会有残留码间干扰(ISI)，本专利采用MMSE-RISIC算法对其进行消除。本实施例中采用的MMSE-RISIC算法如下：

(1)对改进线性MMSE均衡后的信号判决可得

$\hat{S}={[S_0,...,S_{N-1}]}^T$

(2)对进行FFT变换，得：

$\hat{S}=\{{\hat{S}}_0,...,{\hat{S}}_{N-1}\}=\mathrm{FFT}\left\{\hat{S}\right\}$

(3)用代替S_k，代入式，计算出Δ_k的估计值可得

${\widehat{\mathrm{\Δ}}}_k=-\frac{{\hat{S}}_k}{{\left|H_k\right|}^2/{\mathrm{\σ}}^2+1},$ 其中 ${\mathrm{\σ}}^2={\mathrm{\σ}}_{\mathrm{IBI}}^2+{\mathrm{\σ}}_n^2,$

然后可以得到Δ估计值 $\widehat{\mathrm{\Δ}}=\{{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_0,...,{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{N-1}\},$

(4)由计算出δ的估计值

$\widehat{\mathrm{\δ}}=\mathrm{IFFT}\left\{\widehat{\mathrm{\Δ}}\right\}$

(5)从均衡后的信号中消去即将进行判决得输入信号的新的估计

进一步解释MMSE-RISIC算法消除码间干扰的原因为：假设经过MMSE线性均衡后的信号为通过上述均衡时考虑的噪声方差和块间干扰同时看作噪声处理R_k为重叠保留后的数据，W_k为均衡系数，则： ${\hat{S}}_k=R_k{W}_k=\frac{\left(S_k{H}_k{V}_k\right)H_k^{*}}{{{|H}_k|}^2+{\mathrm{\σ}}^2}=S_k-\frac{S_k}{{\left|H_k\right|}^2/{\mathrm{\σ}}^2+1}+$ $\frac{H_k^{*}{V}_k}{{\left|H_k\right|}^2/{\mathrm{\σ}}^2+1}=S_k+{\mathrm{\Δ}}_k+{\hat{V}}_k,$ 其中 ${\mathrm{\Δ}}_k=-\frac{S_k}{{\left|H_k\right|}^2/{\mathrm{\σ}}^2+1},{\hat{V}}_k=\frac{H_k^{*}{V}_k}{{\left|H_k\right|}^2/{\mathrm{\σ}}^2+1};$ 令Δ_k＝[Δ₀，...，Δ_N-1]^T，向量Δ为均衡后残留码间干扰的频域形式，向量为频域噪声。将转换到时域可以得出：δ_k＝[δ₀，...，δ_N-1]^T＝IFFT{Δ}为残留码间干扰的时域形式，为均衡后的时域噪声。估计出δ并加以消除，将会得到更加精确的判决值。

为了消除额外的干扰，上述的MMSE-RISIC算法可以迭代进行，由步骤(5)得到新的估计值后，返回到(2)再进行码间干扰估计和消除过程，每迭代一次增加一次FFT和IFFT运算。多次迭代会使判决后的结果更加精确，但是当迭代次数增大到一定程度后便对系统性能基本影响很小，不同的信道下具体的迭代次数应该具体分析。

本实施例中对频域均衡后数据进行IFFT运算转换为时域信号，然后信号通过判决调制得到收到的信号。

由上述实施例可以看出，本发明实施例利用重叠保留算法在提高传输效率的前提下采用改进MMSE频域均衡和MMSE-RISIC迭代算法消除块间干扰和码间干扰，能够达到较好的传输结果。而且随着多径时延扩展的增大，频域均衡复杂度相比较于时域均衡大大降低，并且单载波频域均衡技术相比正交频分复用体制，峰均比更低，抗频率选择性衰落能力强，在相同的条件下，可以达到更高的传输速率和更低的误码率。

Claims (3)

1.一种针对短波通信信道下的单载波频域均衡方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1.采用重叠保留算法来选取数据块以及实现循环卷积，设定数据块的重叠长度为L，L大于信道的长度；

步骤2.估计出块间噪声其中N_c是重叠保留后数据块的长度、h_l为长度为l的信道值，τ_l为信道多径延时值；

步骤3.计算线性均衡系数W_k，其中H_k为频域信道估计值，是H_k的共轭，是噪声方差；

步骤4.然后对重叠保留后的数据块r_m采用均衡系数W_k进行频域均衡得到数据

步骤5.最后进行RISIC判决反馈消除残留的码间干扰。

2.按权利要求1所述一种针对短波通信信道下的单载波频域均衡方法，其特征在于，所述RISIC判决反馈的具体步骤包括：

(1)对进行IFFT运算变换到时域信号判决可得：

$\hat{S}={[S_0,...,S_{N-1}]}^T;$

(2)对进行FFT变换，得：

$\hat{S}=\{{\hat{S}}_0,...,{\hat{S}}_{N-1}\}=\mathrm{FFT}\left\{\hat{S}\right\};$

(3)用代替S_k，代入式，计算出Δ_k的估计值可得：

${\widehat{\mathrm{\Δ}}}_k=-\frac{{\hat{S}}_k}{{\left|H_k\right|}^2/{\mathrm{\σ}}^2+1},$ 其中 ${\mathrm{\σ}}^2={\mathrm{\σ}}_{\mathrm{IBI}}^2+{\mathrm{\σ}}_n^2,$

然后得到Δ估计值 $\widehat{\mathrm{\Δ}}=\{{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_0,...,{\widehat{\mathrm{\Δ}}}_{N-1}\};$

(4)由计算出δ的估计值

(5)从均衡后的信号中消去即将进行判决得输入信号的新的估计

3.按权利要求1所述一种针对短波通信信道下的单载波频域均衡方法，其特征在于，所述重叠保留算法中设定数据块的重叠长度为L，对数据块长度为N的数据块{r_m}，重叠保留数据块{r_m-1}尾部长度为L和数据块{r_m+1}数据块首部长度为L的数据组成的新的数据块，新的数据块长度为N_c＝2*L+N。