CN103986391B - 基于dtc算法的高压变频器的控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于DTC算法的高压变频器的控制系统及方法，方法包括：S₁、获取高压变频器输出的三相输出电压及电流，计算电机的定子磁链；S₂、根据电机的定子磁链及定子电流计算电磁转矩；S₃、对电机的速度给定及速度反馈进行闭环PID运算以生成转矩信号；S₄、根据电机的定子磁链计算定子磁链在静止坐标系中所处的磁链扇区；S₅、根据磁链滞环比较器及转矩滞环比较器的输出及磁链扇区计算出一开关矢量；S₆、基于DTC算法并根据开关矢量对高压变频器的功率单元进行移相，生成相应的PWM信号。本发明能够对电磁转矩进行快速精确的控制，实现对突加减负载的快速响应。

Description

基于DTC算法的高压变频器的控制系统及方法

技术领域

本发明涉及一种基于DTC算法的高压变频器的控制系统及方法。

背景技术

目前级联型高压变频器已成为高压变频器的主流的拓扑结构，其控制方式基本上采用VF控制(电压频率变换控制)，且采用CPS-SPWM(载波移相-正弦脉宽调制)的调试方法，也有少数公司开发出了基于矢量控制的高压变频器。但是由于级联型高压变频器的拓扑结构及散热方面的要求，使得高压变频器无法像低压变频器那样运行在很高的开关频率下，由此便导致高压变频器的矢量控制无法实现像低压变频器那样快速的转矩响应，而VF控制本身就是开环控制，导致转矩响应的速度变得更慢。

发明内容

本发明要解决的技术问题是为了克服现有技术中级联型高压变频器无法运行在很高的开关频率下并且转矩响应的速度非常慢的缺陷，提供一种基于DTC算法的高压变频器的控制系统及方法。

本发明是通过下述技术方案来解决上述技术问题的：

本发明提供了一种基于DTC(直接转矩控制)算法的高压变频器的控制方法，其特点在于，包括以下步骤：

S₁、获取所述高压变频器输出的三相输出电压及三相输出电流，并根据所述三相输出电压及所述三相输出电流计算电机的定子磁链，计算公式如下：

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\α}}=\∫(U_{\mathrm{s\α}}-R_s\×I_{\mathrm{s\α}})\mathrm{dt};{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\β}}=\∫(U_{\mathrm{s\β}}-R_s\×I_{\mathrm{s\β}})\mathrm{dt};$

其中，和分别表示所述三相输出电压在静止坐标系中α轴和β轴的分量，和分别表示所述三相输出电流在静止坐标系中α轴和β轴的分量，和分别表示所述定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量，R_s表示所述电机的定子电阻；

S₂、根据所述电机的定子磁链及所述电机的定子电流计算所述电机输出的电磁转矩，计算公式如下：

$T_e=-\frac{3\×\mathrm{Np}}{2}\×({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\α}}\×I_{\mathrm{s\β}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\β}}\×I_{\mathrm{s\α}});$

其中，T_e表示所述电磁转矩，Np表示所述电机的极数；

S₃、对所述电机的速度给定及速度反馈进行闭环PID(比例、积分、微分控制)运算以生成一转矩信号，以作为一转矩滞环比较器的输入给定；

S₄、根据所述电机的定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量计算所述定子磁链在所述静止坐标系中所处的磁链扇区；

S₅、根据一磁链滞环比较器及所述转矩滞环比较器的输出以及所述磁链扇区计算出一开关矢量；

S₆、基于DTC算法并根据计算出的开关矢量及所述高压变频器的单元级联数分别对所述高压变频器的各个功率单元进行移相，并分别生成相应的PWM信号。

较佳地，步骤S₁中通过一电压传感器实时检测所述三相输出电压。

较佳地，步骤S₁中通过如下公式计算所述三相输出电压：

当所述高压变频器输出的PWM信号在整个开关周期内全开或全关时，计算公式如下：

$U\left(N\right)=U_{\mathrm{ccr}}\left(N\right)\×[1-\frac{(N_s-1)\×x}{2}]\×U_{\mathrm{dc}}\left(N\right)+U_{\mathrm{ccr}}(N-1)\×\frac{(N_s-1)\×x}{2}\×U_{\mathrm{dc}}(N-1)$

其中U(N)表示第N个开关周期的三相输出电压，U_ccr(N)表示第N个开关周期给定的PWM(脉冲宽度调制)开关指令，U_dc(N)表示第N个开关周期每一相的母线电压和，N_s表示所述高压变频器的单元级联数，x表示移相部分所占开关周期的比例；上述公式为三相中的某一项的输出电压，对于每一相输出电压，都有各自的U_dc(N)等参数，因此，三相输出电压中的每一相的输出电压都能够采用上述公式进行计算。

当所述高压变频器输出的PWM信号的脉宽可调时，计算公式如下：

$U_{\left(k\right)}=({\mathrm{ccr}1}_k-{\mathrm{ccr}3}_k)\×\underset{i=1}{\overset{N_s}{\mathrm{\Σ}}}{U}_{\mathrm{dki}}-U_{k2}+U_{(k-1)2};$

其中，U_(k)表示第k个开关周期的三相输出电压，U_k2表示由于移相导致从第k个开关周期移入下一个开关周期的输出电压部分，U_(k-1)2表示由于移相导致上一个开关周期移入第k个开关周期的输出电压部分，ccr1_k表示第k个开关周期内所述高压变频器中功率单元的左上桥臂的PWM信号的宽度，ccr3_k表示第k个开关周期内所述高压变频器中功率单元的右上桥臂的PWM信号的宽度，N_s表示所述高压变频器的单元级联数，U_dki表示所述高压变频器的第i个功率单元的母线电压。上述公式为三相中的某一项的输出电压，对于每一相输出电压，都有各自的ccr1_k、ccr3_k及U_dki，因此，三相输出电压中的每一相的输出电压都能够采用上述公式进行计算。

较佳地，步骤S₁之前还包括一电流控制步骤：利用一恒流控制器通过调整所述高频变压器的输出信号的PWM脉宽以对所述三相输出电流进行闭环控制。

较佳地，所述电流控制步骤之前还包括一中性点确定步骤：根据所述电机的输入电流的方向确定所述高压变频器的中性点的位置。

本发明的目的在于还提供了一种基于DTC算法的高压变频器的控制系统，其特点在于，包括：

一磁链观测器，用于获取所述高压变频器输出的三相输出电压及三相输出电流，并根据所述三相输出电压及所述三相输出电流计算电机的定子磁链，计算公式如下：

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\α}}=\∫(U_{\mathrm{s\α}}-R_s\×I_{\mathrm{s\α}})\mathrm{dt};{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\β}}=\∫(U_{\mathrm{s\β}}-R_s\×I_{\mathrm{s\β}})\mathrm{dt};$

其中，和分别表示所述三相输出电压在静止坐标系中α轴和β轴的分量，和分别表示所述三相输出电流在静止坐标系中α轴和β轴的分量，和分别表示所述定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量，R_s表示所述电机的定子电阻；

一转矩观测器，用于根据所述电机的定子磁链及所述电机的定子电流计算所述电机输出的电磁转矩，计算公式如下：

$T_e=-\frac{3\×\mathrm{Np}}{2}\×({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\α}}\×I_{\mathrm{s\β}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\β}}\×I_{\mathrm{s\α}});$

其中，T_e表示所述电磁转矩，Np表示所述电机的极数；

一速度环控制器，用于对所述电机的速度给定及速度反馈进行闭环PID运算以生成一转矩信号，以作为一转矩滞环比较器的输入给定；

一磁链扇区计算器，用于根据所述电机的定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量计算所述定子磁链在所述静止坐标系中所处的磁链扇区；

一开关矢量计算模块，用于根据一磁链滞环比较器及所述转矩滞环比较器的输出以及所述磁链扇区计算出一开关矢量；

一移相模块，用于基于DTC算法并根据计算出的开关矢量及所述高压变频器的单元级联数分别对所述高压变频器的各个功率单元进行移相，并分别生成相应的PWM信号。

较佳地，所述控制系统还包括一电压传感器，用于实时检测所述三相输出电压。

较佳地，所述控制系统还包括一电压计算模块，用于计算所述三相输出电压；

当所述高压变频器输出的PWM信号在整个开关周期内全开或全关时，所述电压计算模块采用如下公式进行计算：

$U\left(N\right)=U_{\mathrm{ccr}}\left(N\right)\×[1-\frac{(N_s-1)\×x}{2}]\×U_{\mathrm{dc}}\left(N\right)+U_{\mathrm{ccr}}(N-1)\×\frac{(N_s-1)\×x}{2}\×U_{\mathrm{dc}}(N-1)$

其中U(N)表示第N个开关周期的三相输出电压，U_ccr(N)表示第N个开关周期给定的PWM开关指令，U_dc(N)表示第N个开关周期每一相的母线电压和，N_s表示所述高压变频器的单元级联数，x表示移相部分所占开关周期的比例；

当所述高压变频器输出的PWM信号的脉宽可调时，所述电压计算模块采取如下公式进行计算：

$U_{\left(k\right)}=({\mathrm{ccr}1}_k-{\mathrm{ccr}3}_k)\×\underset{i=1}{\overset{N_s}{\mathrm{\Σ}}}{U}_{\mathrm{dki}}-U_{k2}+U_{(k-1)2};$

其中，U_(k)表示第k个开关周期的三相输出电压，U_k2表示由于移相导致从第k个开关周期移入下一个开关周期的输出电压部分，U_(k-1)2表示由于移相导致上一个开关周期移入第k个开关周期的输出电压部分，ccr1_k表示第k个开关周期内所述高压变频器中功率单元的左上桥臂的PWM信号的宽度，ccr3_k表示第k个开关周期内所述高压变频器中功率单元的右上桥臂的PWM信号的宽度，N_s表示所述高压变频器的单元级联数，U_dki表示所述高压变频器的第i个功率单元的母线电压。

较佳地，所述控制系统还包括一恒流控制器，用于通过调整所述高频变压器的输出信号的PWM脉宽以对所述三相输出电流进行闭环控制。

较佳地，所述控制系统还包括一中性点确定模块，用于根据所述电机的输入电流的方向确定所述高压变频器中性点的位置。

较佳地，所述控制系统还包括一数组，用于预存储全部的用于对高压变频器的功率单元进行移相的开关矢量。

本发明的积极进步效果在于：本发明能够实现对电磁转矩的快速且精确的控制，实现了对突加减负载的快速响应，并且本发明可以工作在较低的开关频率下，降低了高压变频器系统的温升及热损，同时通过移相调制方法大大降低了电压变化率，延长了高压变频器系统中元器件的使用寿命，并且也提高了定子磁链的观测精度，从而减少了转矩脉动。

附图说明

图1为本发明的一实施例的基于DTC算法的高压变频器的控制系统的结构示意图。

图2为本发明的一实施例的高压变频器在整个周期内全开或全关时输出信号的PWM输出波形的示意图。

图3为本发明的一实施例的高压变频器在脉宽可调时输出信号的PWM输出波形的示意图。

图4为本发明的一实施例的电机的定子磁链矢量及磁链扇区在静止坐标系的分布示意图。

图5为本发明的一实施例的高压变频器中功率单元的结构示意图。

图6为本发明的一实施例的通过恒流控制器抑制启动电流的控制算法原理图。

图7为本发明的一实施例的高压变频器的中性点与功率单元左桥中点相连接时的电路示意图。

图8为本发明的一实施例的高压变频器的电机与功率单元左桥中点相连接时的电路示意图。

图9为本发明的一实施例的基于DTC算法的高压变频器的控制方法的流程图。

图10为本发明的一实施例的基于DTC算法的高压变频器的控制系统的控制原理框图。

具体实施方式

下面通过实施例的方式进一步说明本发明，但并不因此将本发明限制在所述的实施例范围之中。

如图1所示，本发明的基于DTC算法的高压变频器的控制系统包括一磁链观测器1、一转矩观测器2、一速度环控制器3、一磁链扇区计算器4、一索引号计算模块5、一开关矢量选取模块6、一移相模块7、一电压计算模块8、一恒流控制器9以及一中性点确定模块10，本实施例针对的高压变频器是五级联高压变频器。

本实施例利用控制系统的各模块对高压变频器进行控制的原理框图如图10所示，在图10中，U_sa、U_sb分别表示三相输出电压在静止坐标系中α轴和β轴的分量，和分别表示所述三相输出电流在静止坐标系中α轴和β轴的分量，Phs*表示电机的定子磁链给定值，Phsa、Phsb分别表示计算出的电机的定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量，|Phs|表示计算出的定子磁链的幅值，sector表示定子磁链在所述静止坐标系中所处的磁链扇区，spd表示电机的速度给定，spd*表示电机的速度反馈，Te表示计算出的电机输出的电磁转矩，Te*表示给定的电磁转矩，S表示开关矢量表的索引号，初始开关矢量用数组表示为{0,1,0,1,0,1}或{1,0,1,0,1,0}。

其中，所述磁链观测器1用于获取所述高压变频器输出的三相输出电压及三相输出电流，所述三相输出电压的检测和获取是本发明的关键点之一，在本实施例中，采用间接法观测并获取所述三相输出电压，具体如下：

所述磁链观测器1会调用所述电压计算模块8计算所述三相输出电压，分为两种情况：

第一种，当所述高压变频器输出的PWM信号在整个开关周期内全开或全关(在变频器控制领域，开关频率是一个基本的概念，此处的开关周期就是一个完整的开关周期，例如若开关频率为1KHz，则一个完整的开关周期就是1ms，而全关是指输出信号中PWM占空比为100％，全关是指PWM占空比为0％)时，图2中示出了整个开关周期内全开或全关时所述输出信号的PWM输出波形，具体计算公式如下：

$U_a=\underset{i=1}{\overset{N_s}{\mathrm{\Σ}}}(U_{\mathrm{dcAi}}\×{\mathrm{en}}_{\mathrm{Ai}})\×({\mathrm{CCR}}_a-\frac{1}{2})$

其中U_a为所有正常工作的A相功率单元母线电压之和(如果出现单元旁路，则被旁路单元的母线电压不计入公式中)，N_s为所述高压变频器的级联数(在本实施例中级联数为5)，U_dcAi为对应功率单元Ai的母线电压，en_Ai为对应功率单元工作状态，功率单元被旁路时取值为0，功率单元正常工作时取值为1，CCR_a表示A相单元的PWM占空比。

$U_b=\underset{i=1}{\overset{N_s}{\mathrm{\Σ}}}(U_{\mathrm{dcBi}}\×{\mathrm{en}}_{\mathrm{Bi}})\×({\mathrm{CCR}}_b-\frac{1}{2})$

其中U_b为所有正常工作的B相功率单元母线电压之和(如果出现单元旁路，则被旁路单元的母线电压不计入公式中)，N_s为所述高压变频器的级联数(在本实施例中级联数为5)，U_dcBi为对应功率单元Bi的母线电压，en_Bi为对应功率单元工作状态，功率单元被旁路时取值为0，功率单元正常工作时取值为1，CCR_b表示B相单元的PWM占空比。

$U_c=\underset{i=1}{\overset{N_s}{\mathrm{\Σ}}}(U_{\mathrm{dcCi}}\×{\mathrm{en}}_{\mathrm{Ci}})\×({\mathrm{CCR}}_c-\frac{1}{2})$

其中U_c为所有正常工作的C相功率单元母线电压之和(如果出现单元旁路，则被旁路单元的母线电压不计入公式中)，N_s为所述高压变频器的级联数(在本实施例中级联数为5)，U_dcCi为对应功率单元Ci的母线电压，en_Ci为对应功率单元工作状态，功率单元被旁路时取值为0，功率单元正常工作时取值为1，CCR_c表示C相单元的PWM占空比。

所述输出信号的PWM波形中移至下一个开关周期的部分为：

$\mathrm{PH}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}(i\×x)}{N_s}=\frac{\frac{(x+(N_s-1)\×x)\×(N_s-1)}{2}}{N_s}=\frac{(N_s-1)\×x}{2}$

其中N_s表示高压变频器的级联数，x表示移相部分所占整个开关周期的比例，由此可得到第N个开关周期的三相输出电压为：

$U\left(N\right)=U_{\mathrm{ccr}}\left(N\right)\×[1-\frac{(N_s-1)\×x}{2}]\×U_{\mathrm{dc}}\left(N\right)+U_{\mathrm{ccr}}(N-1)\×\frac{(N_s-1)\×x}{2}\×U_{\mathrm{dc}}(N-1)$

其中U(N)表示第N个开关周期的三相输出电压，U_ccr(N)表示第N个开关周期给定的PWM开关指令(如全开时取值为1，全关时取值为-1，其中1或-1的选择与高压变频器的级联数有关)，U_dc(N)表示第N个开关周期每一相的母线电压和，N_s表示所述高压变频器的单元级联数，x表示移相部分所占整个开关周期的比例。在这种情况下，所述电压计算模块8采用上述公式计算所述高压变频器的三相输出电压。

第二种，当所述高压变频器的输出信号的脉宽可调时(此处的脉宽可调是指所述输出信号的PWM占空比可调，调节范围为0％-100％)，图3中示出了当脉宽可调时所述输出信号的PWM输出波形，其中A1-A5表示不同的功率单元，由图3中可以得出所述三相输出电压的计算公式如下：

$U_{\left(k\right)}=({\mathrm{ccr}1}_k-{\mathrm{ccr}3}_k)\×\underset{i=1}{\overset{N_s}{\mathrm{\Σ}}}{U}_{\mathrm{dki}}-U_{k2}+U_{(k-1)2};$

其中，U_(k)表示第k个开关周期的三相输出电压，U_k2表示由于移相导致从第k个开关周期移入下一个开关周期的输出电压部分，U_(k-1)x表示由于移相导致上一个开关周期移入第k个开关周期的输出电压部分，ccr1_k表示第k个开关周期内所述高压变频器中功率单元的左上桥臂的PWM信号的宽度，ccr3_k表示第k个开关周期内所述高压变频器中功率单元的右上桥臂的PWM信号的宽度，N_s表示所述高压变频器的单元级联数，U_dki表示所述高压变频器的第i个功率单元(即A1-A5)的母线电压。

为了根据上述公式计算出所述三相输出电压，其中对U_k2及U_(k-1)2的计算是关键，由于U_k2及U_(k-1)2均为通式，因此在计算出U_k2的表达式之后，U_(k-1)2同理也可以得出。而U_k2＝U_k2a-U_k2b，其中U_k2a为ccr1_k移出第k个开关周期的部分(即移入第k+1个开关周期的部分)，U_k2b为ccr3_k移出第k个开关周期的部分)，接下来分别计算U_k2a和U_k2b。

1)ccr1_k>50％

ps＝T/(2*N_s)＝1/(2N_s)；(标幺处理，T是开关周期，ps表示移相时间，标幺化处理，将T定为1，则ps表示周期的百分比)

U_k2a＝0；(当(N_s-1)*ps+ccr1_k/2<0.5时)

U_k2a＝((N_s-1)*ps+ccr1_k/2-0.5)/Ns；(当(N_s-2)*ps+ccr1_k/2<0.5时)

U_k2a＝2*((N_s-2)+ccr1_k/2-0.5)/N_s+ps/N_s；(当(N_s-3)*ps+ccr1_k/2<0.5时)

U_k2a＝3*((N_s-3)ps+ccr1_k/2-0.5)/N_s+3*ps/N_s；(当(N_s-4)*ps+ccr1_k/2<0.5时)

U_k2a＝4*((N_s-4)ps+ccr1_k/2-0.5)/N_s+6*ps/N_s；(当(N_s-5)*ps+ccr1_k/2<0.5时)

归纳：当(N_s-m)*ps+ccr1_k/2>0.5且(N_s-m-1)*ps+ccr1_k/2<0.5时，其中m≤N_s-1；U_k2a＝(m*(N_s-m)*ps+ccr1_k/2-0.5)/N_s+m(m-1)/2*ps/N_s；

其中ps表示移相时间，m作为对前5个公式条件的抽象，可以理解为移相编号(编号0表示没有移相，编号1表示移相ps，编号2表示移相2*ps，依此类推，编号m表示移相m*ps，对于五级联高压变频器来说m最大为4。

U_k2b＝0；(当(N_s-1)*ps+ccr3_k/2<0.5时)

U_k2b＝[((N_s-1)*ps+ccr3_k/2-0.5)/N_s]；(当(N_s-2)*ps+ccr3_k/2<0.5时)

U_k2b＝[2*((N_s-2)+ccr3_k/2-0.5)/N_s+ps/N_s]；(当(N_s-3)*ps+ccr3_k/2<0.5时)

U_k2b＝[3*((N_s-3)ps+ccr3_k/2-0.5)/N_s+3*ps/N_s]；(当(N_s-4)*ps+ccr3_k/2<0.5时)

U_k2b＝[4*((N_s-4)ps+ccr3_k/2-0.5)/N_s+6*ps/N_s]；(当(N_s-5)*ps+ccr3_k/2<0.5时)

归纳：当(N_s-s)*ps+ccr3_k/2>0.5且(N_s-s-1)*ps+ccr3_k/2<0.5时，其中s≤N_s-1；

U_k2b＝[(s*(N_s-s)*ps+ccr3_k/2-0.5)/N_s+s(s-1)/2*ps/N_s]；

其中，s与m同理作为对上述公式条件的抽象，可以按照与m相同的意思进行理解。

2)ccr1_k<50％，且ccr3_k>50％

U_k2a＝0；(当(N_s-1)*ps+ccr3_k/2<0.5时)

U_k2a＝-((N_s-1)*ps+ccr3_k/2-0.5)/Ns；(当(N_s-2)*ps+ccr3_k/2<0.5时)

U_k2a＝-2*((N_s-2)+ccr3_k/2-0.5)/N_s+ps/N_s；(当(N_s-3)*ps+ccr3_k/2<0.5时)

U_k2a＝-3*((N_s-3)ps+ccr3_k/2-0.5)/N_s+3*ps/N_s；(当(N_s-4)*ps+ccr3_k/2<0.5时)

U_k2a＝-4*((N_s-4)ps+ccr3_k/2-0.5)/N_s+6*ps/N_s；(当(N_s-5)*ps+ccr3_k/2<0.5时)

归纳：当(N_s-m)*ps+ccr3_k/2>0.5且(N_s-m-1)*ps+ccr3_k/2<0.5时，其中m≤N_s-1；U_k2a＝-(m*(N_s-m)*ps+ccr3_k/2-0.5)/N_s+m(m-1)/2*ps/N_s；

U_k2b＝0；(当(N_s-1)*ps+ccr1_k/2<0.5时)

U_k2b＝-[((N_s-1)*ps+ccr1_k/2-0.5)/N_s]；(当(N_s-2)*ps+ccr1_k/2<0.5时)

U_k2b＝-[2*((N_s-2)+ccr1_k/2-0.5)/N_s+ps/N_s]；(当(N_s-3)*ps+ccr1_k/2<0.5时)

U_k2b＝-[3*((N_s-3)ps+ccr1_k/2-0.5)/N_s+3*ps/N_s]；(当(N_s-4)*ps+ccr1_k/2<0.5时)

U_k2b＝-[4*((N_s-4)_ps+ccr1_k/2-0.5)/N_s+6*_ps/N_s]；(当(N_s-5)*_ps+ccr1_k/2<0.5时)

归纳：当(N_s-s)*ps+ccr1_k/2>0.5且(N_s-s-1)*ps+ccr1_k/2<0.5时，其中s≤N_s-1；

U_k2b＝-[(s*(N_s-s)*ps+ccr1_k/2-0.5)/N_s+s(s-1)/2*ps/N_s]；

上面给出了不同条件下U_k2a及U_k2b的计算公式，据此就能够得出U_k2的表达公式，进而同理也可以得出U_(k-1)2的表达公式，从而就能够计算出U_(k)，在这种情况下，所述电压计算模块8就采用上述的公式计算所述高压变频器的三相输出电压。

在所述电压计算模块8计算出所述三相输出电压并将计算结果发送给所述磁链观测器1之后，所述磁链观测器1就根据所述三相输出电压以及获取到的所述高压变频器的三相输出电流计算电机的定子磁链，具体计算公式如下：

${\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&alpha;}}=\&Integral;(U_{\mathrm{s\&alpha;}}-R_s\&times;I_{\mathrm{s\&alpha;}})\mathrm{dt};{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&beta;}}=\&Integral;(U_{\mathrm{s\&beta;}}-R_s\&times;I_{\mathrm{s\&beta;}})\mathrm{dt};$

其中，和分别表示所述三相输出电压在静止坐标系中α轴和β轴的分量，和分别表示所述三相输出电流在静止坐标系中α轴和β轴的分量，和分别表示所述定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量，R_s表示所述电机的定子电阻。

接着，所述转矩观测器2就根据计算出的所述电机的定子磁链以及所述电机的定子电流计算所述电机输出的电磁转矩，计算公式如下：

$T_e=-\frac{3\&times;\mathrm{Np}}{2}\&times;({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&alpha;}}\&times;I_{\mathrm{s\&beta;}}-{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&beta;}}\&times;I_{\mathrm{s\&alpha;}});$

其中，T_e表示所述电磁转矩，Np表示所述电机的极数。

所述速度环控制器3则对所述电机的速度给定和速度反馈进行闭环PID运算，其输出为转矩信号，作为转矩滞环比较器的输入给定。所述磁链扇区计算器4会根据所述电机的定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量计算所述定子磁链在所述静止坐标系中所处的磁链扇区，具体参见图4，图4中示出了定子磁链矢量及磁链扇区在静止坐标系下的分布情况，在图4中，α轴正方向为0°，β轴正方向为90°，令-30°～30°为第1扇区，30°～90°为第2扇区，90°～150°为第3扇区，150°～210°为第4扇区，210°～270°为第5扇区，270°～330°为第6扇区(图中θ1-θ6分别表示扇区1-扇区6)。在知道所述定子磁链在静止坐标系下的α轴和β轴的分量后，即可计算出定子磁链的角度(即arctan(Ψ_sβ/Ψ_sα))，进而就可以确定所述定子磁链在所述静止坐标系中所处的磁链扇区。

所述索引号计算模块5会根据一磁链滞环比较器及所述转矩滞环比较器的运算结果以及所述磁链扇区计算出一开关矢量表的索引号，在所述开关矢量表中列有索引号与开关矢量的对应关系，所述开关矢量选取模块6则会从所述开关矢量表中选取与计算出的索引号相对应的开关矢量，所述移相模块7会基于DTC算法并根据选取出的开关矢量以及所述高压变频器的单元级联数对所述高压变频器的各个功率单元进行移相，并分别生成相应的PWM信号。所述索引号计算模块5及所述开关矢量选取模块6一块组成了所述控制系统中的开关矢量计算模块，其中所述开关矢量表即相当于一数组，所述索引号即为所述数组中自带的序号。

所述开关矢量表具体可利用C语言(一种计算机程序设计语言)进行定义，具体为：vectorTbl[6][6]＝{{4,5,1,3,2,6},{0,7,0,7,0,7},{2,6,4,5,1,3},{5,1,3，2,6,4},{7,0,7,0,7,0},{3,2,6,4,5,1}}，其中0-7表示八个基本的开关矢量，即U₀(001)(U₀表示图4中静止坐标系中的0度，001分别对应三相上桥的开关状态，1表示开，0表示关，其他同理)、U₆₀(011)、U₁₂₀(010)、U₁₈₀(110)、U₂₄₀(100)、U₃₀₀(101)、O₀(000)、O₁₁₁(111)(对应十进制依次取值为1、3、2、6、4、5、0、7)。上述的开关矢量表中列有6个一维数组，分别对应转矩和磁链不同要求的情况，每个一维数组的6个数分别对应上述的第1扇区-第6扇区，例如对于上述开关矢量表中的数组{4,5,1,3,2,6}对应的开关矢量依次为{U₂₄₀(100)，U₃₀₀(101)，U₀(001)，U₆₀(011)，U₁₂₀(010)，U₁₈₀(110)}。具体索引见下述公式：

vectorTbl[3*φ(k)+τ(k)+1][s(k)]；

其中k表示第k个开关周期，τ(k)表示第k个开关周期转矩滞环比较器的输出结果，φ(k)表示第k个开关周期磁链滞环比较器的输出结果，s(k)表示当前磁链所处扇区编号，Te*表示当前所需转矩的给定值，Ψs*表示当前所需磁链的给定值，ε_m表示用户或程序设定的转矩滞环环宽。

现对上述移相调制的概念做进一步说明，图5中示出了高压变频器中功率单元的结构，其中四个开关器件(Q1-Q4)构成H桥结构，Q1-Q4也称作H桥的四个桥臂，分别是左上桥(Q1)、左下桥(Q2)、右上桥(Q3)、右下桥(Q4)，驱动H桥的四个桥臂的PWM信号是互相关联的，如果已知其中一个桥臂的状态，就能推断出其他三个桥臂的状态，比如不考虑死区，左上桥的PWM占空比为80％，那么左下桥即为相反状态，PWM占空比为20％，右上桥与左上桥中心对称，PWM占空比为20％，右下桥与右上桥互为相反状态，PWM占空比为80％。

在进行移相调制时，如开关矢量产生驱动A相功率单元左上桥开关器件的PWM1，将此作为原始矢量，然后分别右移角度δ、2δ、3δ、4δ，就分别生成了PWM2-PWM5W，其中可选取δ＝T/(2*N_s)，N_s为高压变频器的级联数，且要求0<δ<T/N_s，这样，PWM1-PWM5即可对应A相功率单元1-5的左上桥。

在本实施例中，利用所述恒流控制器9能够抑制启动电流，由于DTC控制模型中没有电流控制环节所以DTC控制算法在启动时容易出现过流，图6中示出了通过恒流控制器9抑制启动电流的控制算法原理，其通过调整PWM脉宽，达到闭环控制输出电流的目的，知道达到退出条件，才直接根据PWM脉宽进行控制。其中I_ref为设定的输出电流值，I_fdb为检测到的输出电流值，输出信号PWM脉宽＝m*PWM脉宽(m≤1)，当选择脉宽系数通道时，m＝脉宽系数，否则m＝1。其中退出选择脉宽系数的条件是：励磁持续时间在设定的励磁区域内。

所述中性点确定模块10会根据所述电机的输入电流的方向确定所述高压变频器中性点的位置，高压变频器级联存在两种方式，一种为中性点直接与功率单元A1的左桥中点相连(参见图7)，另一种为电机直接与功率单元A1左桥中点相连(参见图8)。在本实施例中，所述中性点确定模块9会开通三相电路的任意两项，并形成回路，通过电机输入电流的方向来确定中性点的位置。例如：开通A、C两相，其中A相上单元开通1、4桥，C相上单元开通2、3桥，如果电机A相电流输出，电机C相电流输入，则此时电机直接与A1单元左桥中点相连；反之，如果电机A相电流量输入，电机C相电流输出，则中性点直接A1单元左桥中点相连。在确定中性点位置之后，便可根据中性点位置自动选取相应的开关矢量表，参见图5、图7及图8，当中性点直接与A1单元左桥中点相连，则当Q1、Q3导通时，对电机而言，其A相输入是负电压；而当电机直接与A1单元左桥中点相连，则当Q1、Q3导通时，对电机而言，其A相输入是正电压。因此两种情况下，虽然都是Q1、Q3导通，但电压矢量的作用是相反的，进而对转矩、磁链的影响也完全相反。所以，如果前一种情况是U₀(001)、U₆₀(011)、U₁₂₀(010)、U₁₈₀(110)、U₂₄₀(100)、U₃₀₀(101)、O₀(000)、O₁₁₁(111)，则后一种情况对应的应该为U₀(110)、U₆₀(100)、U₁₂₀(101)、U₁₈₀(001)、U₂₄₀(011)、U₃₀₀(010)、O₀(111)、O₁₁₁(000)，需要说明的是其中O₀(111)、O₁₁₁(000)不产生作用，因此，也可以对其不进行调整，但是U₀-U₃₀₀则必须要进行调整。

在本发明中，所述控制系统中还可以直接设置一电压传感器，从而利用所述电压传感器就能够实施检测并获取所述三相输出电压。

如图9所示，本发明利用本实施例的基于DTC算法的高压变频器的控制系统实现的对高压变频器的控制方法包括以下步骤：

步骤101、确定所述高压变频器的中性点的位置。

步骤102、启动时采用恒流控制器进行恒流控制，以防止出现启动过流。

步骤103、获取所述高压变频器输出的三相输出电压及三相输出电流，并根据所述三相输出电压及所述三相输出电流计算电机的定子磁链。

步骤104、根据所述电机的定子磁链及所述电机的定子电流计算所述电机输出的电磁转矩。

步骤105、对所述电机的速度给定及速度反馈进行闭环PID运算以生成一转矩信号，以作为一转矩滞环比较器的输入给定。

步骤106、根据所述电机的定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量计算所述定子磁链在所述静止坐标系中所处的磁链扇区。

步骤107、根据一磁链滞环比较器及所述转矩滞环比较器的输出以及所述磁链扇区计算一开关矢量表的索引号，所述开关矢量表中列有索引号与开关矢量的对应关系。

步骤108、从所述开关矢量表中选取与计算出的索引号相对应的开关矢量。

步骤109、基于DTC算法并根据选取出的开关矢量及所述高压变频器的单元级联数分别对所述高压变频器的各个功率单元进行移相，并分别生成相应的PWM信号。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本领域的技术人员应当理解，这些仅是举例说明，本发明的保护范围是由所附权利要求书限定的。本领域的技术人员在不背离本发明的原理和实质的前提下，可以对这些实施方式做出多种变更或修改，但这些变更和修改均落入本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种基于DTC算法的高压变频器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S₁、获取所述高压变频器输出的三相输出电压及三相输出电流，并根据所述三相输出电压及所述三相输出电流计算电机的定子磁链，计算公式如下：

Ψ_sα＝∫(U_sα-R_s×I_sα)dt；Ψ_sβ＝∫(U_sβ-R_s×I_sβ)dt；

其中，U_sα和U_sβ分别表示所述三相输出电压在静止坐标系中α轴和β轴的分量，I_sα和I_sβ分别表示所述三相输出电流在静止坐标系中α轴和β轴的分量，Ψ_sα和Ψ_sβ分别表示所述定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量，R_s表示所述电机的定子电阻；

S₂、根据所述电机的定子磁链及所述电机的定子电流计算所述电机输出的电磁转矩，计算公式如下：

$T_e=-\frac{3\&times;Np}{2}\&times;({\mathrm{\&Psi;}}_{s\mathrm{\&alpha;}}\&times;I_{s\mathrm{\&beta;}}-{\mathrm{\&Psi;}}_{s\mathrm{\&beta;}}\&times;I_{s\mathrm{\&alpha;}});$

其中，T_e表示所述电磁转矩，Np表示所述电机的极数；

S₃、对所述电机的速度给定及速度反馈进行闭环PID运算以生成一转矩信号，以作为一转矩滞环比较器的输入给定；

S₄、根据所述电机的定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量计算所述定子磁链在所述静止坐标系中所处的磁链扇区；

S₅、根据一磁链滞环比较器及所述转矩滞环比较器的输出以及所述磁链扇区计算出一开关矢量；

S₆、基于DTC算法并根据计算出的开关矢量及所述高压变频器的单元级联数分别对所述高压变频器的各个功率单元进行移相，并分别生成相应的PWM信号；

步骤S₁中通过如下公式计算所述三相输出电压：

当所述高压变频器输出的PWM信号在整个开关周期内全开或全关时，计算公式如下：

$U\left(N\right)=U_{ccr}\left(N\right)\&times;\&lsqb;1-\frac{(N_s-1)\&times;x}{2}\&rsqb;\&times;U_{dc}\left(N\right)+U_{ccr}(N-1)\&times;\frac{(N_s-1)\&times;x}{2}\&times;U_{dc}(N-1)$

其中U(N)表示第N个开关周期的三相输出电压，U_ccr(N)表示第N个开关周期给定的PWM开关指令，U_dc(N)表示第N个开关周期每一相的母线电压和，N_s表示所述高压变频器的单元级联数，x表示移相部分所占开关周期的比例；

当所述高压变频器输出的PWM信号的脉宽可调时，计算公式如下：

$U_{\left(k\right)}=(ccr{1}_k-ccr{3}_k)\&times;\underset{i=1}{\overset{N_s}{\mathrm{\&Sigma;}}}{U}_{dki}-U_{k2}+U_{(k-1)2};$

其中，U_(k)表示第k个开关周期的三相输出电压，U_k2表示由于移相导致从第k个开关周期移入下一个开关周期的输出电压部分，U_(k-1)2表示由于移相导致上一个开关周期移入第k个开关周期的输出电压部分，ccr1_k表示第k个开关周期内所述高压变频器中功率单元的左上桥臂的PWM信号的宽度，ccr3_k表示第k个开关周期内所述高压变频器中功率单元的右上桥臂的PWM信号的宽度，N_s表示所述高压变频器的单元级联数，U_dki表示所述高压变频器的第i个功率单元的母线电压。

2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，步骤S₁中通过一电压传感器实时检测所述三相输出电压。

3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，步骤S₁之前还包括一电流控制步骤：利用一恒流控制器通过调整所述高压变频器的输出信号的PWM脉宽以对所述三相输出电流进行闭环控制。

4.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述电流控制步骤之前还包括一中性点确定步骤：根据所述电机的输入电流的方向确定所述高压变频器的中性点的位置。

5.一种基于DTC算法的高压变频器的控制系统，其特征在于，包括：

一磁链观测器，用于获取所述高压变频器输出的三相输出电压及三相输出电流，并根据所述三相输出电压及所述三相输出电流计算电机的定子磁链，计算公式如下：

Ψ_sα＝∫(U_sα-R_s×I_sα)dt；Ψ_sβ＝∫(U_sβ-R_s×I_sβ)dt；

其中，U_sα和U_sβ分别表示所述三相输出电压在静止坐标系中α轴和β轴的分量，I_sα和I_sβ分别表示所述三相输出电流在静止坐标系中α轴和β轴的分量，Ψ_sα和Ψ_sβ分别表示所述定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量，R_s表示所述电机的定子电阻；

一转矩观测器，用于根据所述电机的定子磁链及所述电机的定子电流计算所述电机输出的电磁转矩，计算公式如下：

$T_e=-\frac{3\&times;Np}{2}\&times;({\mathrm{\&Psi;}}_{s\mathrm{\&alpha;}}\&times;I_{s\mathrm{\&beta;}}-{\mathrm{\&Psi;}}_{s\mathrm{\&beta;}}\&times;I_{s\mathrm{\&alpha;}});$

其中，T_e表示所述电磁转矩，Np表示所述电机的极数；

一速度环控制器，用于对所述电机的速度给定及速度反馈进行闭环PID运算以生成一转矩信号，以作为一转矩滞环比较器的输入给定；

一磁链扇区计算器，用于根据所述电机的定子磁链在静止坐标系中α轴和β轴的分量计算所述定子磁链在所述静止坐标系中所处的磁链扇区；

一开关矢量计算模块，用于根据一磁链滞环比较器及所述转矩滞环比较器的输出以及所述磁链扇区计算出一开关矢量；

一移相模块，用于基于DTC算法并根据计算出的开关矢量及所述高压变频器的单元级联数分别对所述高压变频器的各个功率单元进行移相，并分别生成相应的PWM信号；

所述控制系统还包括一电压计算模块，用于计算所述三相输出电压；

当所述高压变频器输出的PWM信号在整个开关周期内全开或全关时，所述电压计算模块采用如下公式进行计算：

$U\left(N\right)=U_{ccr}\left(N\right)\&times;\&lsqb;1-\frac{(N_s-1)\&times;x}{2}\&rsqb;\&times;U_{dc}\left(N\right)+U_{ccr}(N-1)\&times;\frac{(N_s-1)\&times;x}{2}\&times;U_{dc}(N-1)$

其中U(N)表示第N个开关周期的三相输出电压，U_ccr(N)表示第N个开关周期给定的PWM开关指令，U_dc(N)表示第N个开关周期每一相的母线电压和，N_s表示所述高压变频器的单元级联数，x表示移相部分所占开关周期的比例；

当所述高压变频器输出的PWM信号的脉宽可调时，所述电压计算模块采取如下公式进行计算：

$U_{\left(k\right)}=(ccr{1}_k-ccr{3}_k)\&times;\underset{i=1}{\overset{N_s}{\mathrm{\&Sigma;}}}{U}_{dki}-U_{k2}+U_{(k-1)2};$

其中，U_(k)表示第k个开关周期的三相输出电压，U_k2表示由于移相导致从第k个开关周期移入下一个开关周期的输出电压部分，U_(k-1)2表示由于移相导致上一个开关周期移入第k个开关周期的输出电压部分，ccr1_k表示第k个开关周期内所述高压变频器中功率单元的左上桥臂的PWM信号的宽度，ccr3_k表示第k个开关周期内所述高压变频器中功率单元的右上桥臂的PWM信号的宽度，N_s表示所述高压变频器的单元级联数，U_dki表示所述高压变频器的第i个功率单元的母线电压。

6.如权利要求5所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统还包括一电压传感器，用于实时检测所述三相输出电压。

7.如权利要求5所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统还包括一恒流控制器，用于通过调整所述高压变频器的输出信号的PWM脉宽以对所述三相输出电流进行闭环控制。

8.如权利要求7所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统还包括一中性点确定模块，用于根据所述电机的输入电流的方向确定所述高压变频器中性点的位置。

9.如权利要求5所述的控制系统，其特征在于，所述控制系统还包括一数组，用于预存储全部的用于对高压变频器的功率单元进行移相的开关矢量。