CN103973191B - 一种九相磁通切换永磁电机的缺相容错控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种九相磁通切换永磁电机的缺相容错控制方法，利用九相系统自身的冗余特性及谐波电流补偿容错控制策略，当电机绕组或者驱动系统出现一相断路或短路等引起的缺相故障时，通过在线实时计算铜耗最小边界条件下3、5、7次谐波电流瞬时值，并对谐波电流进行闭环解耦控制，电机能从九相正常态平滑过渡到八相故障状态且保持输出转速和转矩均不变，实现驱动系统的无扰运行，满足如轨道交通、电动汽车等高可靠性应用领域对系统连续运行能力的要求；九相磁通切换永磁电机的设计，保留该特种电机高转矩密度的同时降低了电磁转矩脉动率。

Description

一种九相磁通切换永磁电机的缺相容错控制方法

技术领域

本发明涉及一种九相磁通切换永磁电机缺相容错控制方法，属于电机驱动技术。

背景技术

近年来，多相技术己成功应用在大功率电机驱动系统领域。与基于三相电机的调速系统相比，多相系统减小了转矩脉动，降低了对开关器件容量的要求。此外，多相系统具有很强的容错能力。由于自身所具备的冗余特性，在一相或几相山现故障后，通过适当的容错控制就可以使电机在故障状态下仍能平稳运行且无需增加额外硬件成本。

目前，国内外诸多学者致力于电机系统容错技术的研究。在电机本体方面，研究较为广泛的是转子永磁式容错(Rotor-PM Fault Tolerant，RPMFT)电机和开关磁阻(Switched-Reluctance，SR)电机。这两种容错电机结构在具有较高容错性能的同时，分别在功率密度和系统可靠度方面有着各自的弊端。因此，结合它们的优点，研究新型的高可靠性、高功率密度、高效容错电机结构系统成为当前研究的重点。

另一方面，目前国内外都对一种定子永磁型磁通切换电机(Flux SwitchingPermanent Magnet Motor,FSPM)系统展开了广泛而深入的研究，比如：英国Sheffield大学Z.Q.Zhu教授比较了磁通切换永磁电机在不同绕组绕制方法下的电磁性能，指出采用绕组隔齿绕制的FSPM电机每相绕组自感更大，互感自感比更小，具备一定的容错潜质。南京航空航天大学邓智泉教授采用定子多齿结构，也能实现较小的互感自感比，具有较好的故障隔离能力。但目前的研究大多集中在FSPM电机本体容错能力设计上，针对该类电机的故障容错控制很少有研究报道。

多相电机系统缺相运行是目前研究的热点，在这方面己有大量相关研究成果。一般而言，基于合成磁势不变原理的容错控制策略得到了广泛的研究，这种方法通过重新设置缺相后各相电流的幅值和相位以得到和缺相前相同的健康旋转磁势，以维持电机的正常运转。然而，得到的解往往并不唯一，可以通过最优化方法从中寻找出使某一性能指标达到最优的结果，但该方法需要离线求解复杂的方程组，无法在线计算得到容错电流的瞬时值，缺乏通用性及实用性。此外，由于没有分析缺相后多相谐波子空间谐波分量，该算法在电流控制时只能采用滞环比较的方法。因此，本发明提出一种九相磁通切换永磁电机的缺相容错控制策略具有重要的理论和实践意义。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提出一种九相磁通切换永磁电机的缺相容错控制方法，能够在线求解各子空间谐波电流分量从而实现九相电机的缺相容错运行控制。

技术方案：一种九相磁通切换永磁电机的缺相容错控制方法，通过光电编码器、包括一个转速外环和八个电流内环的矢量控制模块、空间矢量脉宽调制模块以及九相电压型逆变器对九相磁通切换永磁电机进行控制，包括如下具体步骤：

步骤1)，通过光电编码器测量关计算得到电机的转子位置θ_r和转子实际转速ω_r；

步骤2)，将电机给定转速值和所述实际转速ω_r比较后，通过转速外环的PI调节器得到给定电磁转矩基波交轴电流分量

步骤3)，检测九相磁通切换永磁电机绕组实际电流信号i₁～i₉，并经过park变换得到电磁转矩实际基波直轴电流i_d1、实际基波交轴电流i_q1以及实际h次谐波交、直轴电流i_dh、i_qh；

步骤4)，定义谐波补偿电流在线生成算法表达式为：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{{\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{h\α}}}^{*}\\ {{\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{h\β}}}^{*}\end{array}\right]=-\mathrm{\ξ}{\left(\underset{h=\mathrm{3,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\right[{\cos }^2\left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)+{\sin }^2\left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\left]\right)}^{-1}\·\\ \left[\begin{array}{cc}\cos \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\cos \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)& \cos \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\sin \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)\\ \sin \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\cos \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)& \sin \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\sin \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{{\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\α}}}^{*}\\ {{\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right]\end{array}$

其中，为所述给定电磁转矩基波交、直轴电流分量经过park反变换后得到的两相静止交流坐标下的给定电流分量；为缺相故障后在线生成的谐波电流分量；ξ为故障状态变量，币常态时值为0，故障态时值为1；h指谐波子空间次数，k指故障相，γ值为2π／9；

当电机正常态或者故障态运行时，根据所述给定电磁转矩基波交轴电流分量给定电磁转矩基波直轴电流分量通过谐波补偿电流在线生成算法得到电磁转矩给定h次谐波交、直轴电流分量

步骤5)，将电磁转矩给定h次谐波交、直轴电流分量通过park变换得到两相静止坐标系下电磁转矩给定h次谐波交、直轴电流分量

步骤6)，将所述电磁转矩给定h次谐波交、直轴电流分量和实际h次谐波交、直轴电流i_dh、i_qh比较后，通过电流内环的PI调节器得到电机相绕组给定谐波参考电压调制信号同时，将所述给定电磁转矩基波交轴电流分量给定电磁转矩基波直轴电流分量和电磁转矩实际基波直轴电流i_d1、实际基波交轴电流i_q1比较后，通过电流内环的PI调节器得到电机相绕组给定基波参考电压调制信号

步骤7)，将所述各绕组给定参考电压调制信号经过空间矢量脉宽调制模块得到九相电压型逆变器各桥臂调制信号后，作用于九相磁通切换永磁电机。

有益效果：当电机及其控制系统正常工作时，在每一个控制周期中，利用光电编码器的脉冲信号，计算出电机的位置及转速，通过转速环的PI调节器输出给定电磁转矩电流分量利用3、5、7次谐波电流给定为零(ξ＝0)和上面算山的位置信号与检测到的实际基波、谐波电流进行比较后经八个电流内环PI调节器得到给定1、3、5、7次参考电压空间矢量，通过空间矢量脉宽调制模块得到相应的PWM脉冲信号，经九相电压型逆变器作用于九相磁通切换永磁电机上。当电机及其控制系统出现故障时，立刻封锁该相所在上、下桥臂开关管的驱动信号，防止出现二次故障，同时结合故障状态变量ξ＝1在线求解3、5、7次谐波电流分量值，去补偿基波磁势损失即维持恒定，间接地重构了剩余八相电流瞬时值。整个容错过程不需控制策略及算法切换，并且保证系统缺相故障后100％的额定转矩输出，同时电机输出转速不变，实现系统的强容错能力。与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

(1)电机系统正常工作时，经过九相扩展派克变换后，基波与各次谐波实现解耦，分别以直流量的形式存在。在电机矢量控制中，采用简单的PI调节即可以实现基波电流和3、5、7次谐波电流含量的无静差调节。

(2)保证九相电机及其控制系统缺相故障时，电机的输出转速、转矩均不变，实现系统的无扰运行容错控制。

(3)从基波磁势不变及定子铜耗最小边界条件两个角度对剩余相绕组进行谐波电流补偿重构，在维持稳定的转矩输出的同时减小电机功率损耗。

(4)不需要增加冗余开关器件，只需通过在线求解各子空间谐波电流分量便可实现九相电机的缺相容错运行。

(5)整个容错控制算法对电机参数的依赖性小，使得控制程序具有很好的移植性及通用性，便于工程调试。

(6)可推广到两相、三相甚至更多相故障的无扰运行容错控制系统。

(7)突破了传统容错电流调制时只能采用滞环比较方法的限制，保证系统容错能力同时，简化了软硬件的复杂度，并易于数字硬件实现。

附图说明

图1基于谐波电流补偿的九相磁通切换永磁电机缺相容错控制系统；

其中包括：直流电压源1、电容2、九相电压型逆变器3、九相磁通切换永磁电机4、光电编码器5、矢量控制模块6、空间矢量脉宽调制模块7；

图1中的符号分别代表：-给定转速，ω_r-实际转速，-给定基波直、交轴电流，i_d1、i_q1-实际基波直、交轴电流，θ_r-电机转子的位置，i₁～i₉-九相绕组的实际电流，-给定h次谐波交、直轴电流，i_dh、i_qh-实际h次谐波交、直轴电流，派克变换-自然坐标系至静止坐标系变换矩阵；

图2 A相绕组开路时各子空间电流矢量轨迹；

图3 A相绕组开路时各相电流波形；

图4 A相绕组开路时九相磁通切换永磁电机输出转矩波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

如图1所示，一种九相磁通切换永磁电机的缺相容错控制方法，通过光电编妈器5、包括一个转速外环和八个电流内环的矢量控制模块6、空间矢量脉宽调制模块7以及九相电压型逆变器3对九相磁通切换永磁电机4进行控制，包括如下具体步骤：

步骤1)，通过光电编码器测量并计算得到电机的转子位置θ_r和转子实际转速ω_r：

步骤2)，将电机给定转速值和所述实际转速ω_r比较后，通过转速外环的PI调节器得到给定电磁转矩基波交轴电流分量

步骤3)，检测九相磁通切换永磁电机绕组实际电流信号i₁～i₉，并经过park变换得到电磁转矩实际基波直轴电流i_d1、实际基波交轴电流i_q1以及实际h次谐波交、直轴电流i_dh、i_qh；

步骤4)，定义谐波补偿电流在线生成算法表达式为：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{{\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{h\α}}}^{*}\\ {{\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{h\β}}}^{*}\end{array}\right]=-\mathrm{\ξ}{\left(\underset{h=\mathrm{3,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\right[{\cos }^2\left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)+{\sin }^2\left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\left]\right)}^{-1}\·\\ \left[\begin{array}{cc}\cos \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\cos \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)& \cos \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\sin \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)\\ \sin \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\cos \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)& \sin \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\sin \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{{\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\α}}}^{*}\\ {{\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right]\end{array}$

其中，为所述给定电磁转矩基波交、直轴电流分量经过park反变换后得到的两相静止交流坐标下的给定电流分量；为缺相故障后在线生成的谐波电流分量；ξ指故障状态变量，正常态时值为0，故障态时值为1；h指谐波子空间次数，k指故障相，γ值为2π/9；

当电机正常态或者故障态运行时，根据所述给定电磁转矩基波交轴电流分量给定电磁转矩基波直轴电流分量通过谐波补偿电流在线生成算法得到αβ坐标系下电磁转矩给定h次谐波交、直轴电流分量

步骤5)，将电磁转矩给定h次谐波交、直轴电流分量通过park变换得到两相静止坐标系下电磁转矩给定h次谐波交、直轴电流分量

步骤6)，将所述电磁转矩给定h次谐波交、直轴电流分量和实际h次谐波交、直轴电流i_dh、i_qh比较后，通过电流内环的PI调节器得到电机相绕组给定谐波参考电压调制信号同时，将所述给定电磁转矩基波交轴电流分量给定电磁转矩基波直轴电流分量和电磁转矩实际基波直轴电流i_d1、实际基波交轴电流i_q1比较后，通过电流内环的PI调节器得到电机相绕组给定基波参考电压调制信号

步骤7)，将所述各绕组给定参考电压调制信号经过空间矢量脉宽调制模块得到九相电压型逆变器各桥臂调制信号后，作用于九相磁通切换永磁电机。

其中，谐波补偿电流在线生成算法根据容错电流为零的约束条件得出，当电机正常工作时两相静止交流坐标下各子空间电流分量可以表示为：

$\frac{2}{9}\left[\begin{array}{cccccc}1& \cos \mathrm{\γ}& \cos 2\mathrm{\γ}& \cos 3\mathrm{\γ}& ...& \cos 8\mathrm{\γ}\\ 0& \sin \mathrm{\γ}& \sin 2\mathrm{\γ}& \sin 3\mathrm{\γ}& ...& \sin 8\mathrm{\γ}\\ 1& \cos 3\mathrm{\γ}& \cos 6\mathrm{\γ}& \cos 9\mathrm{\γ}& ...& \cos 24\mathrm{\γ}\\ 0& \sin 3\mathrm{\γ}& \sin 6\mathrm{\γ}& \sin 9\mathrm{\γ}& ...& \sin 24\mathrm{\γ}\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ 1/2& 1/2& 1/2& 1/2& ...& 1/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_1\\ ...\\ i_9\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\α}}\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\β}}\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{3\mathrm{\α}}\\ ...\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{7\mathrm{\β}}\\ 0\end{array}\right]---\left(1\right)$

在控制下，忽略空载反电势内的谐波成分，调节给定电磁转矩基波交轴电流分量即可凋节电磁转矩。h次空间静止正交坐标系至旋转正交坐标下的矩阵形式为：

$R_h\left(\mathrm{\θ}\right)=\left[\begin{array}{cc}\cosh \mathrm{\θ}& \sinh \mathrm{\θ}\\ -\sinh \mathrm{\θ}& \cosh \mathrm{\θ}\end{array}\right]$

静止止交坐标系下I_hαβ反变换至自然坐标系I_i下的解耦反变换矩阵为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_1\\ ...\\ i_9\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccccc}1& 0& 1& 0& ...& 1\\ \cos \mathrm{\γ}& \sin \mathrm{\γ}& \cos 3\mathrm{\γ}& \sin 3\mathrm{\γ}& ...& 1\\ \cos 2\mathrm{\γ}& \sin 2\mathrm{\γ}& \cos 6\mathrm{\γ}& \cos 9\mathrm{\γ}& ...& 1\\ \cos 3\mathrm{\γ}& \sin 3\mathrm{\γ}& \cos 9\mathrm{\γ}& \sin 9\mathrm{\γ}& ...& 1\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ \cos 8\mathrm{\γ}& \sin 8\mathrm{\γ}& \cos 24\mathrm{\γ}& \sin 24\mathrm{\γ}& ...& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\α}}\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\β}}\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{3\mathrm{\α}}\\ ...\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{7\mathrm{\β}}\\ 0\end{array}\right]---\left(2\right)$

当电机及其控制系统k相出现故障时，要输出与正常态下相同的转矩，则维持不变即基波子空间电流不变，同时须满足容错电流i_k为零的约束条件，即：

$i_k=\left[\begin{array}{ccccc}\cos \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)& \sin \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)& \cos \left(3(k-1)\mathrm{\γ}\right)& ...& \sin \left(7(k-1)\mathrm{\γ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{{\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\α}}}^{*}\\ {{\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\β}}}^{*}\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\α}}\\ ...\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{7\mathrm{\β}}\end{array}\right]=0---\left(3\right)$

由式(2)和(3)可以看出，故障发生后各子空间电流分量和不再相互独立，基波电流可能产生3、5、7次谐波磁场而同时3、5、7次谐波电流也可能产生基波磁场。因此，当发生缺相故障引起系统不对称性的信号无法用一个平面上的垂直坐标系来完成描述，它需要用多个平面上的投影来合成。基波参考电流矢量和可由转矩最优闭环获得进而实现基波旋转磁场与故障前一致。因此，除和可作为无扰运行的两个控制分量，其他谐波分量可作为改善容错运行性能的控制自由度。

结合定子铜耗最小边界条件，进行拉格朗日乘数法求解后，各谐波子空间的的电流分量表示为：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{{\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{h\α}}}^{*}\\ {{\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{h\β}}}^{*}\end{array}\right]=-\mathrm{\ξ}{\left(\underset{h=\mathrm{3,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\right[{\cos }^2\left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)+{\sin }^2\left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\left]\right)}^{-1}\·\\ \left[\begin{array}{cc}\cos \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\cos \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)& \cos \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\sin \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)\\ \sin \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\cos \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)& \sin \left(h(k-1)\mathrm{\γ}\right)\sin \left((k-1)\mathrm{\γ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{{\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\α}}}^{*}\\ {{\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right]\end{array}$

传统磁势不变原理的容错控制策略，利用剩余正常相中施加基波电流并通过调整其幅值和相位得到平滑转矩实现无扰运行，而没有分析缺相后多相谐波子空间谐波分量。因此，该算法需要离线解复杂的方程组，无法在线计算得到容错电流的瞬时值，在电流控制时只能采用滞环比较的方法，缺乏通用性及实用性。而本发明的谐波电流补偿容错控制，其解析式仅有一个，无需通过故障辨识环节诊断出具体的故障相及其故障类型，因此不要算法切换，同时谐波电流的闭环设计，1、3、5、7次子空间中的电压矢量无论在正常还是在故障情况下都可映射到逆变器的开关状态，可方便利用SVPWM实现参考电压信号调制，改善了调制系统性能。

本发明公开一种九相磁通切换永磁电机的缺相容错驱动系统，在矢量控制驱动电机系统中，从谐波电流闭环控制、定子铜耗最小化角度对剩余八相电流进行重构设计，并充分利用电压空间矢量脉宽调制策略，解决了传统多相电机缺相运行后谐波电流不可控及脉宽调制算法单一的缺点。

本发明采用空间矢量脉宽调制技术，以A相绕组开路故障进行设计。绕组A相发生开路故障后，立刻封锁开路相所在上、下桥臂开关管的驱动信号。从转矩脉动最小化即保持容错电流为0和定子铜耗最小化两个角度考虑，得到的各次谐波分量值为：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{i}}_{3\mathrm{\α}}\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{3\mathrm{\β}}\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{5\mathrm{\α}}\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{5\mathrm{\β}}\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{7\mathrm{\α}}\\ {\stackrel{\‾}{i}}_{7\mathrm{\β}}\end{array}\right]=-\frac{{\stackrel{\‾}{i}}_{1\mathrm{\α}}}{3}\left[\begin{array}{c}1\\ 0\\ 1\\ 0\\ 1\\ 0\end{array}\right]$

经重构后的各子空间电流矢量轨迹容错如图2所示，再对3、5、7次谐波电流进行闭环控制后得到剩余正常相电流波形如图3所示，对应九相磁通切换永磁电机输出转矩如图4所示。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种九相磁通切换永磁电机的缺相容错控制方法，其特征在于：通过光电编码器、包括一个转速外环和八个电流内环的矢量控制模块、空间矢量脉宽调制模块以及九相电压型逆变器对九相磁通切换永磁电机进行控制，包括如下具体步骤：

步骤1)，通过光电编码器测量并计算得到电机的转子位置θ_r和转子实际转速ω_r；

步骤2)，将电机给定转速值和所述实际转速ω_r比较后，通过转速外环的PI调节器得到给定电磁转矩基波交轴电流分量

步骤3)，检测九相磁通切换永磁电机绕组实际电流信号i₁～i₉，并经过park变换得到电磁转矩实际基波直轴电流i_d1、实际基波交轴电流i_q1以及实际h次谐波交、直轴电流i_qh、i_dh；

步骤4)，定义谐波补偿电流在线生成算法表达式为：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{{\stackrel{\‾}{i_h}}_{\mathrm{\α}}}^{*}\\ {{\stackrel{\‾}{i_h}}_{\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right]=-\mathrm{\ξ}{(\underset{h=3,5,7}{\Σ}\[{\cos }^2(h\left(k-1\right)\mathrm{\γ})+{\sin }^2(h\left(k-1\right)\mathrm{\γ})\])}^{-1}.\\ \left[\begin{array}{cc}\cos \left(h\right(k-1\left)\mathrm{\γ}\right)\cos \left(\right(k-1\left)\mathrm{\γ}\right)& \cos \left(h\right(k-1\left)\mathrm{\γ}\right)\sin \left(\right(k-1\left)\mathrm{\γ}\right)\\ \sin \left(h\right(k-1\left)\mathrm{\γ}\right)\cos \left(\right(k-1\left)\mathrm{\γ}\right)& \sin \left(h\right(k-1\left)\mathrm{\γ}\right)\sin \left(\right(k-1\left)\mathrm{\γ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{{\stackrel{\‾}{i_1}}_{\mathrm{\α}}}^{*}\\ {{\stackrel{\‾}{i_1}}_{\mathrm{\β}}}^{*}\end{array}\right]\end{array}$

其中，为所述给定电磁转矩基波交、直轴电流分量经过park反变换后得到的两相静止交流坐标下的给定电流分量；为缺相故障后在线生成的谐波电流分量；ξ为故障状态变量，正常态时值为0，故障态时值为1；h指谐波子空间次数，k指故障相，γ值为2π/9；

当电机正常态或者故障态运行时，根据所述给定电磁转矩基波交轴电流分量给定电磁转矩基波直轴电流分量通过谐波补偿电流在线生成算法得到电磁转矩给定h次谐波α、β轴电流分量

步骤5)，将电磁转矩给定h次谐波α、β轴电流分量通过park变换得到两相静止坐标系下电磁转矩给定h次谐波交、直轴电流分量i_qh ^*、i_dh ^*；

步骤6)，将所述电磁转矩给定h次谐波交、直轴电流分量i_qh ^*、i_dh ^*和实际h次谐波交、直轴电流i_qh、i_dh比较后，通过电流内环的PI调节器得到电机相绕组给定谐波参考电压调制信号同时，将所述给定电磁转矩基波交轴电流分量给定电磁转矩基波直轴电流分量和电磁转矩实际基波直轴电流i_d1、实际基波交轴电流i_q1比较后，通过电流内环的PI调节器得到电机相绕组给定基波参考电压调制信号

步骤7)，将所述各绕组给定参考电压调制信号经过空间矢量脉宽调制模块得到九相电压型逆变器各桥臂调制信号后，作用于九相磁通切换永磁电机。