CN103954926A

CN103954926A - 一种多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法

Info

Publication number: CN103954926A
Application number: CN201410205935.3A
Authority: CN
Inventors: 庄志远; 郭永瑞; 李树彪; 刘丹; 袁国平; 赵立军; 李明太; 杨明飞
Original assignee: CETC 41 Institute
Current assignee: CLP Kesiyi Technology Co Ltd
Priority date: 2014-05-09
Filing date: 2014-05-09
Publication date: 2014-07-30
Anticipated expiration: 2034-05-09
Also published as: CN103954926B

Abstract

本发明提出了一种多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法，包括以下步骤：对全部端口，利用标准的开路、短路、负载校准件对矢量网络分析仪进行单端口校准，获取该端口的单端口误差系数；利用直通件或适配器连接需测量的两端口，进行直通测量，获取传输跟踪误差系数和负载匹配误差系数；利用单端口误差系数和传输跟踪误差系数和负载匹配误差系数，计算隐含直通的传输误差系数。本发明的校准方法极大的简化了直通连接的次数；当电缆接头类型相同时，可通过连接关系的选择，仅对不同极性接头进行连接、测量，避免相同接头极性的连接，进一步省略了测试中对适配器的连接和要求，避免了多端口校准中出现涉及未知直通的计算。

Description

一种多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法

技术领域

本发明涉及测试技术领域，特别涉及一种多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法。

背景技术

系统误差、随机误差、漂移误差是造成矢量网络分析仪测量不准确的三大来源。其中系统误差是由于微波、毫米波部件的不完善性所引入的误差。在一个稳定的测量环境中，系统误差是确定的、可重复的，因而也是可表征的。利用校准技术可以有效地消除掉系统误差，提高测试的精度。

近年来为了提高装备的性能指标，各种多端口、多功能组件和模块纷纷出现，如功率合成网络、多个T/R组件集成的T/R单元、各种馈电网络等，并具有系统集成时需求量大的显著特征，从微波元器件、部件、设备整机直至武器系统的研制、生产、安装调试、维护维修等各个环节都需要对多端口网络S参数进行快速精确的测试与分析。因此要求矢量网络分析仪具备多端口器件的测量功能。利用矢量网络分析仪进行多端口器件测量前，要求矢量网络分析仪必须在测试端口上进行多端口校准。

目前线性的多端口校准技术是传统的全N端口校准技术，它是对双端口校准技术的扩展，随着测试器件端口数的增加，校准的复杂度将翻倍上升。

传统全N端口校准技术要求两两端口间均进行直通连接，随着端口数目的增多，校准过程中直通连接次数呈指数级增长。当端口数为4时，校准需要的直通连接次数为6；当端口数为16时，需要的直通连接次数为120。这种情况下，校准过程的复杂性增加了对操作人员细心程度和技术水平的要求，增大了由人为因素产生的校准后误差大的概率，严重的会造成校准失败。多端口校准过程还增加了端口、校准件的重复连接次数，不可避免的引入了重复性误差，降低了校准精度。显然，对于多端口矢量网络分析仪的校准，现有的校准功能已经无法满足多端口的校准需求。如何简化直通连接次数，减少校准的工作量，成了多端口校准技术发展的需要。

另外，现有的多端口校准(端口数n>2)，若电缆接头类型相同，则肯定存在电缆接头极性相同的情况，不可避免的要用到适配器。进而在算法中要用到非插入器件的校准方法，如未知直通校准，进一步增加了校准的复杂性。

发明内容

本发明提出一种多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法，通过简化校准中的直通连接次数，使连接次数降为n-1，有效解决多端口校准复杂性的问题。

本发明的技术方案是这样实现的：

一种多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法，包括以下步骤：

步骤(一)，对全部端口，利用标准的开路、短路、负载校准件对矢量网络分析仪进行单端口校准，获取该端口的单端口误差系数，包括方向性误差系数、源匹配误差系数和反射跟踪误差系数；

步骤(二)，利用直通件或适配器连接需测量的两端口，进行直通测量，获取传输跟踪误差系数和负载匹配误差系数；

步骤(三)，利用步骤(一)中获得的单端口误差系数和步骤(二)中直通测量获取的传输跟踪误差系数和负载匹配误差系数，计算隐含直通的传输误差系数，具体为：

测得1、2、3端口的单端口误差系数，及1、2和1、3端口的传输跟踪误差系数和负载匹配误差系数，计算2、3端口的传输跟踪误差系数的过程包括以下步骤：

步骤(a)，进行8项误差模型的传输跟踪误差系数到12项误差模型的转换过程：

E_{L} (2,1) = e_{11}^{2} + \frac{e_{10}^{2} e_{01}^{2} Γ (2,1)}{1 {- e}_{00}^{2} Γ (2,1)} = E_{s} (2,2) + \frac{E_{R} (2,2) Γ (2,1)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,1)} - - - (1)

E_{T} (2,1) = \frac{e_{10}^{1} e_{01}^{2}}{1 - e_{00}^{2} Γ (2,1)} = \frac{E_{T}^{'} (2,1)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,1)} - - - (2)

其中：

E_D＝e₀₀ (3)

E_S＝e₁₁ (4)

E_R＝e₀₁e₁₀ (5)

E_{T}^{'} (2,1) = e_{10}^{2} e_{01}^{1} - - - (6)

上述公式中，E代表12项误差系数；E′代表8项误差系数；下标代表误差系数类型：D为方向性误差，S为源匹配误差，R为反射跟踪误差，T为传输跟踪误差，L为负载匹配误差；括号内的第一个数字代表接收端口，第二个数字代表源端口；Γ为中间模型的补充测量项；

相同接收端口的中间补充测量项相同，

这样由公式(1)可得，

\begin{matrix} E_{L} (2,1) = E_{s} (2,2) + \frac{E_{R} (2,2) Γ (2,3)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,3)} \\ {= E}_{s} (2, 2) + \frac{E_{R} (2,2) Γ (2,3)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,3)} \\ = E_{L} (2,3) \end{matrix} - - - (7)

所以，相同接收端口对应的负载匹配误差系数相同；

步骤(b)，利用公式(1)，由已知12项误差模型参数获得中间补充测量项Γ：

\begin{matrix} Γ (3,2) = \frac{E_{L} (3,2) - E_{s} (3,3)}{E_{R} (3,3) + E_{D} (3,3) E_{L} (3,2) - E_{D} (3,3) E_{s} (3,3)} \\ = \frac{E_{L} (3,1) - E_{s} (3,3)}{E_{R} (3,3) + E_{D} (3,3) E_{L} (3,1) - E_{D} (3,3) E_{s} (3,3)} \end{matrix} - - - (8)

Γ (3,1) = \frac{E_{L} (3,1) - E_{s} (3,3)}{E_{R} (3,3) + E_{D} (3,3) E_{L} (3,1) - E_{D} (3,3) E_{s} (3,3)} - - - (9)

Γ (1, 2) = \frac{E_{L} (1, 2) - E_{s} (1, 1)}{E_{R} (1, 1) + E_{D} (1,1) E_{L} (1, 2) - E_{D} (1, 1) E_{s} (1, 1)} - - - (10)

步骤(c)，利用公式(2)，将已知12项误差模型的E_T换算到8项误差模型的E′_T：

E′_T(3，1)＝E_T(3，1)-E_T(3，1)E_D(3，3)Γ(3，1) (11)

E′_T(1，2)＝E_T(1，2)-E_T(1，2)E_D(1，1)Γ(1，2) (12)

步骤(d)，8项误差模型误差系数间存在如下关系：

e_{10}^{2} e_{01}^{3} = \frac{e_{10}^{2} e_{01}^{1} e_{10}^{1} e_{01}^{3}}{e_{01}^{1} e_{10}^{1}} - - - (13)

根据已知8项误差模型的E′_T得到隐含直通的传输误差系数E′_T：

E_{T}^{'} (3,2) = \frac{E_{T}^{'} (1,2) E_{T}^{'} (3,1)}{E_{R} (1,1)} - - - (14)

步骤(e)，再一次利用公式(2)，最终由求得的E′_T(3，2)转化为12项误差模型的传输跟踪误差系数：

\begin{matrix} E_{T} (3,2) = \frac{E_{T}^{'} (3,2)}{1 - E_{D} (3,3) Γ (3,2)} \\ = \frac{E_{T} (3,1) - E_{T} (1,2)}{E_{R} (1,1) + E_{D} (1,1) E_{L} (1, 2) - E_{D} (1, 1) E_{s} (1, 1)} \end{matrix} - - - (15) .

本发明的有益效果是：

(1)极大的简化了直通连接的次数，从次降低为n-1次，降低了重复连接误差，减少了人为失误的几率；

(2)当电缆接头类型相同时，可通过连接关系的选择，仅对不同极性接头进行连接、测量，避免相同接头极性的连接，从而进一步省略了测试中对适配器的连接和要求，避免了多端口校准中出现涉及未知直通的计算。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1(a)为多端口矢量网络分析仪误差模型；

图1(b)为图1(a)所示激励端口模型；

图1(c)为图1(b)所示接收端口模型；

图2为本发明多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法的8项误差模型；

图3为本发明多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法的中间模型；

图4为本发明多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法的12项误差模型。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在测试微波器件的S参数前，需要对多端口矢量网络分析仪进行校准，以提高测试的准确度。对于多端口矢量网络分析仪(端口数n>2)，若采用正常的校准步骤，则需要次两端口间的直通连接。本发明通过简化校准中的直通连接次数，使连接次数降为n-1。

多端口矢量网络分析仪误差模型、激励端口模型100、接收端口模型200如图1(a)、图1(b)、图1(c)所示，本发明利用误差模型的变换，由单端口误差系数及某两组已测直通的传输误差系数推导出隐含直通的传输误差系数，本发明以3端口误差模型的误差系数获取为例说明，当三端口校准扩展到N端口时，由已知的i、j端口和i、k端口传递误差系数，可以通过上述计算获得j、k端口的传输误差系数，同理，就可以获取到全N端口矢量网络分析仪修正所需要的全部误差系数。

如表1所示的三端口校准测量项与简化项关系，利用标准的开路、短路、负载校准件对矢量网络分析仪进行单端口校准，获取单端口误差系数(1，1)、(2，2)、(3，3)；利用直通件或适配器连接需测量的两端口，进行直通测量，可以获得传输跟踪误差系数(1，2)、(1，3)，同时获得相应的负载匹配误差系数(2，1)、(3，1)；利用获得的单端口误差系数和直通测量获取的传输跟踪误差系数和负载匹配误差系数，计算隐含直通的传输误差系数(2，3)、(3，2)。

	1	2	3
				1	(1，1)	(1，2)	(1，3)
2	(2，1)	(2，2)	(2，3)
				3	(3，1)	(3，2)	(3，3)

表1

下面结合图2、图3、图4对本发明的多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法进行详细说明。

本发明的多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法，包括以下步骤：

测得1、2、3端口的单端口误差系数和负载匹配误差系数，及1、2和1、3端口的传输跟踪误差系数，计算2、3端口的传输跟踪误差系数的过程包括以下步骤：

E_{L} (2,1) = e_{11}^{2} + \frac{e_{10}^{2} e_{01}^{2} Γ (2,1)}{1 {- e}_{00}^{2} Γ (2,1)} = E_{s} (2,2) + \frac{E_{R} (2,2) Γ (2,1)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,1)} - - - (1)

E_{T} (2,1) = \frac{e_{10}^{1} e_{01}^{2}}{1 - e_{00}^{2} Γ (2,1)} = \frac{E_{T}^{'} (2,1)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,1)} - - - (2)

其中：

E_D＝e₀₀ (3)

E_S＝e₁₁ (4)

E_R＝e₀₁e₁₀ (5)

E_{T}^{'} (2,1) = e_{10}^{2} e_{01}^{1} - - - (6)

因为单端口误差系数(方向性误差E_D、源匹配误差E_S及反射跟踪误差E_R)可以由单端口反射标准(开路器、短路器、负载)计算得到，所以单端口误差系数计算跟直通测量无关。隔离误差系数E_X，一般情况下，由于其数值较小，可以忽略不计，也可以通过单独测量负载标准得到。

对于多端口矢量网络分析仪，不同源端口对相同接收端口的泄露一样，则相同接收端口的中间补充测量项相同。这样由公式(1)可得，

\begin{matrix} E_{L} (2,1) = E_{s} (2,2) + \frac{E_{R} (2,2) Γ (2,3)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,3)} \\ {= E}_{s} (2, 2) + \frac{E_{R} (2,2) Γ (2,3)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,3)} \\ = E_{L} (2,3) \end{matrix} - - - (7)

即，相同接收端口对应的负载匹配误差系数相同。

这样，对于12项误差模型，需要计算的只有传输跟踪误差系数E_T。现测得1、2、3端口的单端口误差系数，及1、2和1、3端口的传输跟踪误差系数和负载匹配误差系数，求2、3端口的传输跟踪误差系数。

\begin{matrix} Γ (3,2) = \frac{E_{L} (3,2) - E_{s} (3,3)}{E_{R} (3,3) + E_{D} (3,3) E_{L} (3,2) - E_{D} (3,3) E_{s} (3,3)} \\ = \frac{E_{L} (3,1) - E_{s} (3,3)}{E_{R} (3,3) + E_{D} (3,3) E_{L} (3,1) - E_{D} (3,3) E_{s} (3,3)} \end{matrix} - - - (8)

Γ (3,1) = \frac{E_{L} (3,1) - E_{s} (3,3)}{E_{R} (3,3) + E_{D} (3,3) E_{L} (3,1) - E_{D} (3,3) E_{s} (3,3)} - - - (9)

Γ (1, 2) = \frac{E_{L} (1, 2) - E_{s} (1, 1)}{E_{R} (1, 1) + E_{D} (1,1) E_{L} (1, 2) - E_{D} (1, 1) E_{s} (1, 1)} - - - (10)

E′_T(3，1)＝E_T(3，1)-E_T(3，1)E_D(3，3)Γ(3，1) (11)

E′_T(1，2)＝E_T(1，2)-E_T(1，2)E_D(1,1)Γ(1，2) (12)

步骤(d)，8项误差模型误差系数间存在如下关系：

e_{10}^{2} e_{01}^{3} = \frac{e_{10}^{2} e_{01}^{1} e_{10}^{1} e_{01}^{3}}{e_{01}^{1} e_{10}^{1}} - - - (13)

E_{T}^{'} (3,2) = \frac{E_{T}^{'} (1,2) E_{T}^{'} (3,1)}{E_{R} (1,1)} - - - (14)

\begin{matrix} E_{T} (3,2) = \frac{E_{T}^{'} (3,2)}{1 - E_{D} (3,3) Γ (3,2)} \\ = \frac{E_{T} (3,1) - E_{T} (1,2)}{E_{R} (1,1) + E_{D} (1,1) E_{L} (1, 2) - E_{D} (1, 1) E_{s} (1, 1)} \end{matrix} - - - (15)

通过本发明的校准方法实现了矢量网络分析仪端口2、3间的传输误差系数的获取。上述方法中，1、2、3端口仅为示例性的，可以是任意的三个端口，并不限制为第1端口、第2端口、第3端口。当三端口校准扩展到N端口时，由已知的1、2端口和1、3端口传递误差系数，可以通过上述计算获得2、3端口的传输误差系数。同理，通过本发明就可以获取到全N端口矢量网络分析仪修正所需要的全部误差系数。

针对多端口校准中电缆接头类型相同的情况，当端口数大于3时，肯定会存在接头极性相同的情况。此时，若采用现有的多端口校准方法，两两端口都需进行直通连接。则极性相同的电缆间连接属于非插入器件连接，连接过程要用到适配器，并且计算过程需要用到未知直通等校准方法。适配器的使用，进一步增加了校准的复杂程度；针对非插入器件的未知直通等校准方法，增加了计算的复杂程度。若采用本发明提供的校准方法，仅通过连接不同极性的端口，便可获得全部两两端口的传输误差系数。

本发明的校准方法极大的简化了直通连接的次数，从次降低为n-1次，降低了重复连接误差，减少了人为失误的几率；当电缆接头类型相同时，可通过连接关系的选择，仅对不同极性接头进行连接、测量，避免相同接头极性的连接。从而进一步省略了测试中对适配器的连接和要求，避免了多端口校准中出现涉及未知直通的计算。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种多端口矢量网络分析仪简化直通连接的校准方法，其特征在于，包括以下步骤：

E_{L} (2,1) = e_{11}^{2} + \frac{e_{10}^{2} e_{01}^{2} Γ (2,1)}{1 {- e}_{00}^{2} Γ (2,1)} = E_{s} (2,2) + \frac{E_{R} (2,2) Γ (2,1)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,1)} - - - (1)

E_{T} (2,1) = \frac{e_{10}^{1} e_{01}^{2}}{1 - e_{00}^{2} Γ (2,1)} = \frac{E_{T}^{'} (2,1)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,1)} - - - (2)

其中：

E_D＝e₀₀ (3)

E_S＝e₁₁ (4)

E_R＝e₀₁e₁₀ (5)

E_{T}^{'} (2,1) = e_{10}^{2} e_{01}^{1} - - - (6)

相同接收端口的中间补充测量项相同，

由公式(1)可得，

\begin{matrix} E_{L} (2,1) = E_{s} (2,2) + \frac{E_{R} (2,2) Γ (2,3)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,3)} \\ {= E}_{s} (2, 2) + \frac{E_{R} (2,2) Γ (2,3)}{1 - E_{D} (2,2) Γ (2,3)} \\ = E_{L} (2,3) \end{matrix} - - - (7)

即，相同接收端口对应的负载匹配误差系数相同；

\begin{matrix} Γ (3,2) = \frac{E_{L} (3,2) - E_{s} (3,3)}{E_{R} (3,3) + E_{D} (3,3) E_{L} (3,2) - E_{D} (3,3) E_{s} (3,3)} \\ = \frac{E_{L} (3,1) - E_{s} (3,3)}{E_{R} (3,3) + E_{D} (3,3) E_{L} (3,1) - E_{D} (3,3) E_{s} (3,3)} \end{matrix} - - - (8)

Γ (3,1) = \frac{E_{L} (3,1) - E_{s} (3,3)}{E_{R} (3,3) + E_{D} (3,3) E_{L} (3,1) - E_{D} (3,3) E_{s} (3,3)} - - - (9)

Γ (1, 2) = \frac{E_{L} (1, 2) - E_{s} (1, 1)}{E_{R} (1, 1) + E_{D} (1,1) E_{L} (1, 2) - E_{D} (1, 1) E_{s} (1, 1)} - - - (10)

E′_T(3，1)＝E_T(3，1)-E_T(3，1)E_D(3，3)Γ(3，1) (11)

E′_T(1，2)＝E_T(1，2)-E_T(1，2)E_D(1，1)Γ(1，2) (12)

步骤(d)，8项误差模型误差系数间存在如下关系：

e_{10}^{2} e_{01}^{3} = \frac{e_{10}^{2} e_{01}^{1} e_{10}^{1} e_{01}^{3}}{e_{01}^{1} e_{10}^{1}} - - - (13)

E_{T}^{'} (3,2) = \frac{E_{T}^{'} (1,2) E_{T}^{'} (3,1)}{E_{R} (1,1)} - - - (14)

\begin{matrix} E_{T} (3,2) = \frac{E_{T}^{'} (3,2)}{1 - E_{D} (3,3) Γ (3,2)} \\ = \frac{E_{T} (3,1) - E_{T} (1,2)}{E_{R} (1,1) + E_{D} (1,1) E_{L} (1, 2) - E_{D} (1, 1) E_{s} (1, 1)} \end{matrix} - - - (15) .