CN103944440B - 一种具有软斩波特性电性源发射装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种具有软斩波特性的电性源发射装置及其控制方法。是由三相交流发电机组经隔离直流电源、软斩波稳流电路、电流脉冲发生器与大地负载相连接构成。软斩波稳流电路采用无源无损软开关结构，由主开关管VT₁、主二极管D₇、缓冲电容C_r、储能电容C_s、缓冲电感L_r、饱和电感L_s、二极管D_s1～D_s4及滤波电路L₂、C₃构成，该结构可实现软斩波稳流电路主开关管VT₁的软开通和软关断，主二极管D₇的软关断。相比现有的硬斩波稳流电性源发射装置，本发明提高了仪器的功率密度，扩大了装置的应用区域，降低电磁干扰，提升了装置的稳流精度。本装置在正常运行范围内，不会对主开关管VT₁引入额外的电压应力，增加了平均无故障时间，延长了器件的使用寿命。

Description

一种具有软斩波特性电性源发射装置及控制方法

技术领域

本发明涉及一种具有无源软斩波特性的地球物理勘探电法仪器，具体适用于发射脉冲电流幅值在几十安培，发射功率在n×10⁰kW到n×10²kW之间，装置内部电磁环境复杂且高稳流精度的电性源发射装置。

背景技术

频率域大地电磁探测依托电性源发射装置向大地负载发射频率、波形可变的脉冲电流，可实现金属矿探测、地热资源勘查、煤田和油气构造探测等地球物理勘探。主要的频率域大地电磁探测方法包括可控源音频大地电磁法(ControlledSourceAudio-frequencyMagnetotelluric，CSAMT)、复电阻率法和频率域激电法。

可控源音频大地电磁法采用电磁发射机形成人工场源，向目标区域发送电磁波场，通过接收机检测电场和磁场信号来探测地下结构。通常两个接地电极相距1～3km，阻抗为10～80Ω。采用电性源CSAMT方法时，利用电性源发射机发射双极性脉冲电流形成人工谐变场源，通常发射功率可以达到几十千瓦，发射频率为n×10^-1Hz到n×10³Hz。电性源CSAMT通过改变大地负载中脉冲电流的频率，可以实现不同深度的探测。

复电阻率(CR)法，是一种变频的接地电法，这种方法以岩石电阻率的频谱或时谱特性差异为基础评价电性异常体，利用测量所得大地表面电场值，从而寻找地质异常体分布，野外工程应用条件与CSAMT相同，发射功率在几十千瓦左右，发射频率为n×10^-2Hz～n×10²Hz。

频率域激电法是基于交流电流场中岩、矿石的激发极化特性发展起来的一种激电法，通过逐次改变所供交变电流的频率，测量电极间交变电位和相位移随频率的变化，绘制相应的幅频曲线与相频曲线，野外工程应用条件与CSAMT和CR相同，发射频率为n×10^-1Hz～n×10¹Hz。

常规电性源发射机，主要由三相发电机组及整流滤波电路、隔离直流电源、稳流电路、脉冲电流发生器、控制单元组成。为了保证测量结果的准确性，要求发射机能够根据大地负载的变化对发射电流进行实时调节和控制，发射电流的稳定性和准确性对获得数据的可信度、地质解释的精准度起着关键作用。目前，稳流电路主要采用控制发电机励磁、可控整流、硬开关斩波或硬开关桥式逆变等方式实现，近似实现恒压源向恒流源的转变。控制发电机励磁实现稳流的方式因控制过程因涉机械能突变困难和励磁电路时间常数大等原因，稳流响应慢。可控制整流比控制发电机励磁的稳流响应快，但因工作于较低的工频，稳流效果仍有待提升。基于硬开关斩波或硬开关桥式逆变的方式，因工作频率的提高，稳流效果有了进一步提升，但因电路工作在硬开关状态，开关管在承受电压或流过电流的情况下接通或断开电路，开通或关断过程中开关损耗很大，限制了开关频率的进一步提高，使反馈环路响应速度低于斩开关电路，不利于电流快速调节。

基于硬开关斩波或硬开关桥式逆变的方式的电性源发射机除了稳流精度低于软开关外，还存在如下三方面不足。

(1)工作于硬开关状态的硬开关较大的热损耗降低了电性源发射机的功率密度，限制了电性源发射机的应用区域。

(2)因大功率电性源发射机的发射功率常在n×10⁰kW到n×10²kW之间，工作在硬开关状态的稳流电路，在发射机的输入、输出引线及周围空间产生的电磁干扰，影响电性源发射机的稳定运行，干扰稳流调节精度。

(3)因大功率电性源发射机的发射电压可达到几百伏至上千伏，对于基于降压斩波方式实现稳流的电性源发射机而言，由于续流二极管结电容和导线杂散电感等寄生参数的影响，在主开关管导通或关断瞬间，会产生几倍于输入电压的高电压，大大降低了开关管使用寿命。为使电路正常运行，必须选取耐压值远高于电路输入电压的开关管，不仅增加了开关管的通态损耗，而且增加了研发成本。

因此，为提高稳流电路功率密度，抑制电磁干扰，提高稳流精度，工程应用中可采用有源软开关技术、无源软开关技术和移相软开关技术。有源软开关技术通过引入辅助开关，对流经主开关的电压电流波形进行整形，达到降低开关损耗和抑制电磁干扰的目的。但是由于辅助开关的存在，增加了控制电路的复杂程度，提高了装置的研发成本，且辅助开关一般工作在硬开关状态，比较适合中、小功率变换器中；无源软斩波技术，相比有源软开关技术，电路结构简单，不需要引入辅助开关管，较为典型的斩波拓扑为最小电压应力斩波与非最小电压应力斩波。具有最小电压应力的软斩波电路，主开关管承受电压与硬斩波电路相同，但是，在轻载和重载条件下，电路易进入硬开关工作状态，负载适用范围受到限制；同时，由于无源谐振元件阻抗值较大，增加了谐振开通和关断时间，缩小了占空比可调范围。非最小电压软斩波电路负载适用范围较最小电压应力拓扑有所提高，但是会对主开关管引入额外的电压应力；由于探测区域地质条件的差异，大地负载变化范围很大，常规移相软开关变换器负载适应能力较差，特别在轻载时，难以正常工作。

CN102510233A所提出多功能电流脉冲发射机采用两档直流电源和降压斩波稳流电路配合，缩小了降压斩波稳流电路占空比的变化范围，提高了工作效率，但是斩波稳流电路工作在硬斩波状态，开关损耗高，功率密度低，电磁干扰强；硬斩波状态下工作频率低，增加了稳流电路的失控时间，导致反馈环路响应时间变长，稳流精度变差；由于寄生参数影响主开关管耐压值选取远高于输入电压，具有较高的通态损耗和经济成本。

发明内容

本发明的目的就是针对上述现有技术的不足，提出一种具有软斩波特性电性源发射装置；

本发明的另一目的是提供一种具有软斩波特性电性源发射装置的控制方法。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种具有软斩波特性的电性源发射装置，是由发电机组及整流滤波电路1经隔离直流电源2与软斩波稳流电路3相连接，软斩波稳流电路3的正极经过电流传感器6和电流脉冲发生器4与大地负载5相连，软斩波稳流电路3的负极输出经电流脉冲发生器4与大地负载5相连，电流传感器6经PWM稳流控制器7与软斩波稳流电路3相连，主控制单元10经输出电流控制单元8与软斩波稳流电路3相连接，主控制单元10经过电流脉冲控制单元9与电流脉冲发生器4相连接构成。

所述软斩波稳流电路3电路由主开关管VT₁的发射极分别与二极管D_s1的阴极和缓冲电感L_r的正极相连接，缓冲电感L_r的负极与饱和电感L_s的正极相连接，饱和电感L_s的负极与滤波电感L₂正极相连接，滤波电感L₂的负极与滤波电容C₃的正极相连接，主二极管D₇的阴极分别与储能电容C_s的正极、二极管D_s4的阴极、饱和电感L_s的负极相连接，缓冲电容C_r的正极与主开关管VT₁的集电极相连接，缓冲电容C_r的负极分别与二极管D_s1的阳极、二极管D_s2的阴极、二极管D_s4的阳极相连接，储能电容C_s的负极分别与二极管D_s2的阳极和二极管D_s3的阴极相连接，二极管D_s3的阳极分别与主二极管D₇的阳极、滤波电容C₃的负极相连接构成。

斩波稳流电路3的参数选取方法：缓冲电感L_r，缓冲电容C_r，储能电容C_s，最小输出电流I_o,min的确定包括以下步骤：

——缓冲电感L_r的电感值选取应满足

$L_r\≥U_i{\left(\frac{{\mathrm{di}}_{o,\mathrm{peak}}}{{\mathrm{dt}}_r}\right)}^{-1},L_r\≥\frac{U_i}{3}{\left(\frac{{\mathrm{di}}_{o,\mathrm{peak}}}{{\mathrm{dt}}_{\mathrm{rr}}}\right)}^{-1}$

t_r是主开关管VT₁电流上升时间，t_rr是主二极管D₇的反向恢复时间，i_o,peak是输出电流峰值，U_i为输入电压；

——缓冲电容C_r和储能电容C_s的选取包括以下a～d四步：

a、任取代入式(1)，求得条件下的最小输出电流I_o,min：

$I_{o,\min }=\frac{U_i{C}_s}{t_{r-\mathrm{off},\max }}(x+\sqrt{x})---\left(1\right)$

其中，t_r-off,max是在满足软斩波运行条件下，最大谐振关断时间，由设计者给出，U_i为输入电压，

b、将步骤a中x值和所求I_o,min代入式(2)

$C_r>\frac{I_{o,\min }}{\sqrt{x}{U}_i(x+1)}[\frac{x\·{\cos }^{-1}(-x)}{\mathrm{\ω}}+\frac{\sqrt{1-x^2}}{\mathrm{\ω}}]---\left(2\right)$

c、用下式验证步骤b中求得缓冲电容C_r

$C_r>\frac{I_{o,\mathrm{peak}}\·t_f}{U_i}---\left(3\right)$

其中，t_f是主开关VT₁电流的下降时间，I_o,peak是输出电流峰值，

d、如果c中条件不满足，则重复步骤a，b，c，直至满足步骤c中条件，如果c中条件满足，则选定C_r的电容值，比理论值稍大即可，储能电容C_s的电容值用式(4)求取：

$C_s=\frac{C_r}{x}---\left(4\right)$

一种具有软斩波特性电性源发射装置的控制方法，软斩波稳流电路3通过下列10个导通状态实现软开关：

A、[t₀，t_1a]主开关VT₁零电流导通阶段，主开关管VT₁在t₀时刻导通，流经主开关管VT₁电流虽然比较小，但其变化率较大，饱和电感L_s的电感量远大于缓冲电感L_s，利用饱和电感L_s大电感量实现主开关VT₁零电流导通；

B、[t_1a，t₁]主开关VT₁导通阶段，饱和电感L_s极易饱和，当主开关管VT₁电流i_L上升到饱和电感L_s饱和电流I_sat时，饱和电感L_s电感量近似为零，此时利用缓冲电感实现主开关VT₁零电流导通；

C、[t₁，t₂]缓冲电容C_r能量复位阶段，缓冲电容C_r储存的能量通过谐振回路主开关管VT₁—缓冲电感L_r—饱和电感L_s—储能电容C_s—二极管D_s2将储存能量完全释放到缓冲电感L_r和储能电容C_s上，缓冲电容C_r电压降为零；

D、[t₂，t₃]缓冲电感L_r能量复位阶段，缓冲电感L_r储存的能量通过谐振回路饱和电感L_s—储能电容C_s—二极管D_s2—二极管D_s1将储存的量释放到储能电容C_s上，此时缓冲电感L_r电流为负载电流I_o；

E、[t₃，t₄]正常PWM工作阶段，主开关管VT₁电流保持不变，为负载电流I_o；

F、[t₄，t₅]主开关管VT₁零电压关断阶段，在t₄时刻，主开关管VT₁关断，主开关管VT₁实现零电压关断，缓冲电容C_r通过回路缓冲电感L_r—饱和电感L_s—负载—输入电源充电，直至二极管D_s3导通；

G、[t₅，t₆]缓冲电容C_r充电、储能电容C_s放电阶段，缓冲电容C_r通过缓冲电感L_r—饱和电感L_s—负载—输入电源充电，储能电容C_s通过二极管D_s3向负载放电，直至缓冲电感L_r电流降为零；

H、[t₆，t₇]储能电容C_s放电阶段，储能电容C_s通过二极管D_s3继续向负载

放电，直至二极管D_s4导通；

I、[t₇，t₈]缓冲电容C_r充电、储能电容C_s放电阶段，缓冲电容C_r通过二极

管D_s4充电，储能电容C_s通过二极管D_s3放电，直至缓冲电容C_r电压等于

输入电压U_i，储能电容C_s电压降为零；

J、[t₈，t₉]主二极管D₇续流阶段，直至主开关管VT₁下一次开通。

有益效果：具有无源无损软斩波特性的电性源发射装置及控制方法，与传统的电性源发射装置及控制方法相比，(1)提高了装置的功率密度，减小了装置体积和重量，扩大了装置的应用区域；(2)随着工作频率的提高，提高了系统环路的相应速度，减小了调节失控时间，增加了电路稳流精度,提高了直流电阻率测量、激发极化测和CSAMT近场校正的精度；(3)与常规有源软开关技术相比，通过引入少量无源元件，完成主开关管VT₁电压、电流波形的软化，降低装置的复杂程度和研发成本；(4)利用饱和电感L_S磁芯具有近似矩形磁滞回线的特性，进一步限制主二极管D₇的反向恢复电流时间和峰值，降低流经主开关管VT₁的电流应力，同时减小缓冲电感L_r电感值和缓冲电容C_r电容值，缩短了无源元件的谐振时间，扩大了占空比的调节范围，提高了装置的负载适应能力，扩大了装置在不同地质条件下的适用范围；(5)引入快恢复二极管D_s4加速了该装置工作在轻载时缓冲电容C_r的充电过程，提高了装置轻载适应能力和负载电流范围，可适用于多种地球物理勘探方法；(6)斩波稳流电路主开关管VT₁承受的电压应力与硬开关斩波电路相同，无需选择耐压值远高于输入电压的开关管，继而减小了通态损耗和经济成本；(7)该装置不仅用于可控源音频大地电磁法(ControlledSourceAudio-frequencyMagnetotelluric，CSAMT)，还可用于激发极化法(InducedPolarization，IP)和直流电阻率法测量。

附图说明：

图1：一种具有软斩波特性电性源发射装置结构框图

图2：一种具有软斩波特性电性源发射装置原理图

图3：一种具有软斩波特性电性源发射装置稳流斩波电路各工作状态图

图4：一种具有软斩波特性电性源发射装置稳流斩波电路状态图

1发电机组及整流滤波电路，2隔离直流电源，3软斩波稳流电路，4电流脉冲发生器，5大地负载，6电流传感器，7PWM稳流控制器，8输出电流控制单元，9电流脉冲控制单元，10主控制单元。

具体实施方式：

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明，

图1为一种具有软斩波特性电性源发射装置结构框图，是由发电机组及整流滤波电路1经隔离直流电源2与软斩波稳流电路3相连接，软斩波稳流电路3的正极经过电流传感器6和电流脉冲发生器4与大地负载5相连，软斩波稳流电路3的负极输出经电流脉冲发生器4与大地负载5相连，电流传感器6经PWM稳流控制器7与软斩波稳流电路3相连，主控制单元10经输出电流控制单元8与软斩波稳流电路3相连接，主控制单元10经过电流脉冲控制单元9与电流脉冲发生器4相连接构成。

图2为具有无源软斩波特性的电性源发射机原理图。电性源发射装置由三相整流滤波电路1、隔离直流电源2、软斩波稳流电路3、脉冲电流发生器4及大地负载5组成。三相发电机组用于提供电能，产生三相交流电u_a，u_b和u_c，经A、B、C点接入整流滤波电路，由整流二极管D₁～D₆及滤波电感L₁、滤波电容C₁组成的整流滤波电路1将三相交流电u_a，u_b和u_c转化为直流电u_i，其中电感L₁为工频滤波电感，电容C₁为高压大容量电解电容。隔离直流电源2将直流电u_i经过全桥逆变电路、高频隔离变压器、全桥整流电路送至无源软斩波稳流电路3。软斩波稳流电路3由主开关管VT₁、缓冲电容C_r、缓冲电感L_r、饱和电感L_s、储能电容C_s、滤波电感L₂、滤波电容C₃、主二极管D₇及二极管D_s1、D_s2、D_s3、D_s4组成，在PWM稳流控制器7的作用下，实现恒流输出。输出电流在电流脉冲控制单元8的作用下经电流脉冲发生器4向大地负载5发射脉冲电流，脉冲电流发生器4是由四支IGBT及续流二极管VT₂～VT₅组成的全桥结构。大地负载5阻抗约为10～80Ω，导线电感约为1～8mH，可近似认为大地负载为阻感负载。其中主开关管VT₁的发射极与缓冲电感L_r的正极相连接，缓冲电感L_r的负极与饱和电感L_s的正极相连接，饱和电感L_s的负极与滤波电感L₂正极相连接，滤波电感L₂的负极与滤波电容C₃的正极相连接，主二极管D₇的阴极与滤波电感L₂正极相连接，主二极管D₇的阳极与滤波电容C₃的负极相连接，缓冲电容C_r的正极与主开关管VT₁的集电极相连接，二极管D_s1的阴极与主开关管VT₁的发射极相连接，二极管D_s1的阳极与缓冲电容C_r的负极相连接，二极管D_s2的阴极与二极管D_s1的阳极相连接，二极管D_s3的阴极与二极管D_s2的阳极相连接，二极管D_s4的阳极与缓冲电容C_r的负极相连接，二极管D_s4的阴极与饱和电感L_s的负极相连接，储能电容C_s的负极与二极管D_s3的阴极相连接，储能电容C_s的正极与主二极管D₇的阴极相连接，二极管D_s3的阳极与主二极管D₇的阳极相连接。利用缓冲电容C_r、储能电容C_s、缓冲电感L_r和饱和电感L_s对流经主开关管VT₁的电压电流波形进行整形和软化，以达到软开关的目的。

斩波稳流电路缓冲电感L_r，缓冲电容C_r，储能电容C_s，最小输出电流I_o,min的确定包括以下步骤：

——.缓冲电感L_r的电感值选取应满足

$L_r\≥U_i{\left(\frac{{\mathrm{di}}_{o,\mathrm{peak}}}{{\mathrm{dt}}_r}\right)}^{-1},L_r\≥\frac{U_i}{3}{\left(\frac{{\mathrm{di}}_{o,\mathrm{peak}}}{{\mathrm{dt}}_{\mathrm{rr}}}\right)}^{-1}$

t_r是主开关管VT₁电流上升时间，t_rr是主二极管D₇的反向恢复时间，i_o,peak是输出电流峰值，U_i为输入电压；

——缓冲电容C_r和储能电容C_s的选取包括以下a～d四步：

a.任取代入式(1)，求得条件下的最小输出电流I_o,min：

$I_{o,\min }=\frac{U_i{C}_s}{t_{r-\mathrm{off},\max }}(x+\sqrt{x})---\left(1\right)$

其中，t_r-off,max是在满足软斩波运行条件下，最大谐振关断时间，由设计者给出，U_i为输入电压，

b.将步骤a中x值和所求I_o,min代入式(2)

$C_r>\frac{I_{o,\min }}{\sqrt{x}{U}_i(x+1)}[\frac{x\·{\cos }^{-1}(-x)}{\mathrm{\ω}}+\frac{\sqrt{1-x^2}}{\mathrm{\ω}}]---\left(2\right)$

c.用下式验证步骤b中求得缓冲电容C_r

$C_r>\frac{I_{o,\mathrm{peak}}\·t_f}{U_i}---\left(3\right)$

其中，t_f是主开关VT₁电流的下降时间，I_o,peak是输出电流峰值，

d.如果c中条件不满足，则重复步骤a，b，c，直至满足步骤c中条件，如果c中条件满足，则选定C_r的电容值，比理论值稍大即可，储能电容C_s的电容值用式(4)求取：

$C_s=\frac{C_r}{x}---\left(4\right)$

下面对如图3所示的各个工作状态进行详细说明。主要波形如图4所示。为了简化分析，对电性源发射机中斩波稳流电路进入稳态后在一个开关周期的工作过程，作如下的假设：

(1)假设滤波电感L₂足够大，输出端可以等效一个恒流源I_o；

(2)假设所有二极管是理想二极管；

(3)所有能量储存元件没有寄生参数，即为无损元件。

阶段1(t₀～t_1a)：斩波稳流电路主开关VT₁零电流开通，电感L_r和饱和电感L_s共同作用，限制主开关VT₁电流上升速率。初始阶段饱和电感L_s电感量比较大，它对主开关中电流上升速率起主要抑制作用。

i_L是流经电感L_r和饱和电感L_s的电流，U_i为输入电压。

饱和电感L_s极易饱和，该状态持续时间非常短，当电感电流i_L上升到饱和电感饱和电流I_sat时，此模式结束。

该模式持续时间： $t_{1a}-t_0=\frac{(L_s+L_r)I_{\mathrm{sat}}}{U_i}$

阶段2(t_1a～t₁)：由于电感L_s饱和，此阶段电感L_r对主开关管VT₁中电流上升速率起主要抑制作用。

当电感电流i_L等于输出电流I_o时，该模式结束。

该模式持续时间： $t_1-t_{1a}=\frac{L_r(I_o-I_{\mathrm{sat}})}{U_i}$

阶段3(t₁～t₂)：电容C_r能量复位阶段，其储存能量通过谐振回路完全转移到C_s和L_r中，初始状态U_Cr(t₁)＝U_i

$C_{\mathrm{eq}}=\frac{C_s\·C_r}{C_s+C_r},$ $\mathrm{\ω}=\frac{1}{\sqrt{L_r\·C_{\mathrm{eq}}}},$ $z=\sqrt{\frac{L_r}{C_{\mathrm{eq}}}},$ $x=\frac{C_r}{C_s}$

$I_L\left(t\right)=I_o+\frac{U_i}{z}\sin \mathrm{\ω}(t-t_1)$

$U_{\mathrm{Cr}}\left(t\right)=U_i\·\frac{1}{x+1}[x+\cos \mathrm{\ω}(t-t_1)]$

$U_{\mathrm{Cs}}\left(t\right)=U_i\·\frac{x}{x+1}[1-\cos \mathrm{\ω}(t-t_1)]$

当U_Cr(t₂)＝0，二极管D_s1导通，该模式结束。

持续时间结束时刻各电压、电流参量为：

$I_L\left(t_2\right)=I_o+\frac{U_i}{z}\sqrt{1-x^2},$ U_Cr(t₂)＝0，U_Cs(t₂)＝x·U_i

阶段4(t₂～t₃)：二极管D_s1导通，储存在L_r的能量通过谐振回路转移到C_s中。

${\mathrm{\ω}}_1=\frac{1}{\sqrt{L_r{C}_s}},$ $x=\frac{C_r}{C_s}$

U_Cr(t)＝0

其中

当I_L(t₃)＝I_o，二极管D_s1和D_s2关断，该模式结束。

持续时间结束时刻各电压、电流参量为：

I_L(t₃)＝I_o，U_Cr(t₃)＝0，

阶段5(t₃～t₄)：斩波稳流电路进入PWM导通阶段，此阶段缓冲电路不参与工作，主开关管VT₁保持电流I_o不变。

谐振导通时间

$t_{r-\mathrm{on}}=\frac{L_s{I}_{\mathrm{sat}}+L_r{I}_o}{U_i}+\frac{1}{\mathrm{\ω}}\mathrm{ar}\cos (-x)+\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_1}(\frac{\mathrm{\π}}{2}-\arctan \sqrt{\frac{x}{1-x}})$

阶段6(t₄～t₅)：主开关管VT₁关断，电感L_r和L_s电流不能突变，负载电流I_o通过二极管D_s1为电容C_r充电，储能电容C_s电压保持不变。

$U_{\mathrm{Cr}}\left(t\right)=U_i-\frac{I_o(t-t_4)}{C_r}$

该模式结束条件：U_Cr(t₅)+U_Cs(t₄)＝U_i，持续时间结束时刻各电压、电流参量为：

$U_{\mathrm{Cr}}\left(t_5\right)=U_i(1-\sqrt{x}),$ $U_{\mathrm{Cs}}\left(t_5\right)=\sqrt{x}{U}_i,$ I_L(t₅)＝I_o

阶段7(t₅～t₆)：二极管D_s3开通，C_r继续充电，C_s通过二极管D_s3开始向负载放电。

$I_L\left(t\right)=\frac{I_o}{x+1}[x+\cos \mathrm{\ω}(t-t_5)]$

$U_{\mathrm{Cr}}\left(t\right)={(x-\sqrt{x})U}_i+\·\frac{I_o}{C_r(x+1)}\left[\frac{\sin \mathrm{\ω}(t-t_5)}{\mathrm{\ω}}(t-t_5)x\right]$

$U_{\mathrm{Cs}}\left(t\right)={\sqrt{x}U}_i-\frac{I_o}{C_s(x+1)}[(t-t_5)-\frac{\sin \mathrm{\ω}(t-t_5)}{\mathrm{\ω}}]$

当I_L(t₆)＝0时，该模式结束。持续时间结束时刻各电压、电流参量为：

I_L(t₆)＝0

$U_{\mathrm{Cr}}\left(t_6\right)=\frac{I_o}{(x+1)C_r}(\frac{x\·{\cos }^{-1}(-x)}{\mathrm{\ω}}+\frac{\sqrt{1-x^2}}{\mathrm{\ω}})+(1-\sqrt{x})U_i$

$U_{\mathrm{Cs}}\left(t_6\right)={\sqrt{x}U}_i-\frac{I_o}{(x+1)C_s}(\frac{{\cos }^{-1}(-x)}{\mathrm{\ω}}-\frac{\sqrt{1-x^2}}{\mathrm{\ω}})$

阶段8(t₆～t₇)：由于U_i-U_Cr(t₆)＜U_Cs(t₆)，二极管D_s1截止，C_s通过二极管D_s3继续向负载放电，此时缓冲电容C_r电压不变。

$U_{\mathrm{Cs}}\left(t\right)=U_{\mathrm{Cs}}\left(t_6\right)-\frac{I_o(t-t_6)}{C_s}$

结束条件U_Cs(t₇)+U_Cr(t₇)＝U_i，持续时间结束时刻各电压、电流参量为：

I_L(t₇)＝0

$U_{\mathrm{Cr}}\left(t_7\right)=\frac{I_o}{(x+1)C_r}(\frac{x\·{\cos }^{-1}(-x)}{\mathrm{\ω}}+\frac{\sqrt{1-x^2}}{\mathrm{\ω}})+(1-\sqrt{x})U_i$

$U_{\mathrm{Cs}}\left(t_7\right)={\sqrt{x}U}_i-\frac{I_o}{(x+1)C_r}(\frac{{x\·\cos }^{-1}(-x)}{\mathrm{\ω}}-\frac{\sqrt{1-x^2}}{\mathrm{\ω}})$

阶段9(t₇～t₈)：电容C_r通过二极管D_s4充电，电容C_s通过二极管D_s3向负载放电。

$U_{\mathrm{Cr}}\left(t\right)=U_{\mathrm{Cr}}\left(t_7\right)+I_o\frac{C_r}{C_r+C_s}(t-t_7)$

$U_{\mathrm{Cs}}\left(t\right)=U_{\mathrm{Cs}}\left(t_7\right)-I_o\frac{C_s}{C_r+C_s}(t-t_7)$

持续时间当U_Cr(t₈)＝U_i，U_Cs(t₈)＝0时，该模式结束。

阶段10(t₈～t₉)：主二极管D₇导通。当主开关管VT₁导通时此模式结束，电路进入下一个开关周期。谐振关断持续时间t₄～t₉，因此

$t_{r-\mathrm{off}}=C_r\frac{(1-\sqrt{x})}{I_o}{U}_i+\frac{1}{\mathrm{\ω}}\mathrm{ar}\cos (-x)+\frac{1}{x}\frac{\sqrt{1-x^2}}{\mathrm{\ω}}+\frac{(C_r+C_s)U_{\mathrm{Cs}}\left(t_7\right)}{I_o}=\frac{U_i{C}_s}{I_o}(x+\sqrt{x})$

饱和电感L_s磁芯具有近似矩形的磁滞回线，其电感量随通过的电流大小可变，在主开关管VT₁导通初期，流经开关管的电流具有较大的变化率，此时饱和电感L_s电感量比较大，对主开关管VT₁中电流上升起到很好的抑制作用。随着电流逐渐增加饱和电感L_s趋向饱和，当电感电流i_L＝I_sat时，电感进入饱和状态，电感量近似为零。因此，相比传统的最小电压应力斩波电路，就可以减小缓冲电感L_r的电感取值，缓冲电容C_r和储能电容C_s的取值也会减小，这样大大缩短了谐振导通时间和谐振关断时间，扩大了占空比的调节范围，实现了宽负载范围内的电流输出。此外，储存在饱和电感L_s能量很小，不会对变换器的整体效率产生影响。

当装置工作在轻载条件下，快恢复二极管D_s4的引入可以为缓冲电容C_r提供快速的充电回路，避免了对缓冲电感L_r的能量置位，变换器会持续工作在软开关范围内。相比现有的最小电压应力软斩波变换器轻载工作条件下，进入硬开关状态，本发明大大提高了装置负载适应能力。

Claims (2)

1.一种具有软斩波特性的电性源发射装置，是由发电机组及整流滤波电路(1)经隔离直流电源(2)与软斩波稳流电路(3)相连接，软斩波稳流电路(3)的正极经过电流传感器(6)和电流脉冲发生器(4)与大地负载(5)相连，软斩波稳流电路(3)的负极输出经电流脉冲发生器(4)与大地负载(5)相连，电流传感器(6)经PWM稳流控制器(7)与软斩波稳流电路(3)相连，主控制单元(10)经输出电流控制单元(8)与软斩波稳流电路(3)相连接，主控制单元(10)经过电流脉冲控制单元(9)与电流脉冲发生器(4)相连接构成；

所述软斩波稳流电路(3)电路由主开关管VT₁的发射极分别与二极管D_s1的阴极和缓冲电感L_r的正极相连接，缓冲电感L_r的负极与饱和电感L_s的正极相连接，饱和电感L_s的负极与滤波电感L₂正极相连接，滤波电感L₂的负极与滤波电容C₃的正极相连接，主二极管D₇的阴极分别与储能电容C_s的正极、二极管D_s4的阴极、饱和电感L_s的负极相连接，缓冲电容C_r的正极与主开关管VT₁的集电极相连接，缓冲电容C_r的负极分别与二极管D_s1的阳极、二极管D_s2的阴极、二极管D_s4的阳极相连接，储能电容C_s的负极分别与二极管D_s2的阳极和二极管D_s3的阴极相连接，二极管D_s3的阳极分别与主二极管D₇的阳极、滤波电容C₃的负极相连接构成；

其特征在于，斩波稳流电路(3)的参数选取方法，缓冲电感L_r，缓冲电容C_r，储能电容C_s，最小输出电流I_o,min的确定包括以下步骤：

——缓冲电感L_r的电感值选取应满足

t_r是主开关管VT₁电流上升时间，t_rr是主二极管D₇的反向恢复时间，i_o,peak是输出电流峰值，U_i为输入电压；

——缓冲电容C_r和储能电容C_s的选取包括以下a～d四步：

a、任取代入式(1)，求得条件下的最小输出电流I_o,min：

其中，t_r-off,max是在满足软斩波运行条件下，最大谐振关断时间，由设计者给出，U_i为输入电压，

b、将步骤a中x值和所求I_o,min代入式(2)

c、用下式验证步骤b中求得缓冲电容C_r

其中，t_f是主开关VT₁电流的下降时间，i_o,peak是输出电流峰值，

d、如果c中条件不满足，则重复步骤a，b，c，直至满足步骤c中条件，如果c中条件满足，则选定C_r的电容值，比理论值稍大即可，储能电容C_s的电容值用式(4)求取：

。

2.一种具有软斩波特性电性源发射装置的控制方法，其特征在于，软斩波稳流电路(3)通过下列十个导通状态实现软开关：

A、[t₀，t_1a]主开关VT₁零电流导通阶段，主开关管VT₁在t₀时刻导通，流经主开关管VT₁电流虽然比较小，但其变化率较大，饱和电感L_s的电感量远大于缓冲电感L_s，利用饱和电感L_s大电感量实现主开关VT₁零电流导通；

B、[t_1a，t₁]主开关VT₁导通阶段，饱和电感L_s极易饱和，当主开关管VT₁电流i_L上升到饱和电感L_s饱和电流I_sat时，饱和电感L_s电感量近似为零，此时利用缓冲电感实现主开关VT₁零电流导通；

C、[t₁，t₂]缓冲电容C_r能量复位阶段，缓冲电容C_r储存的能量通过谐振回路主开关管VT₁—缓冲电感L_r—饱和电感L_s—储能电容C_s—二极管D_s2将储存能量完全释放到缓冲电感L_r和储能电容C_s上，缓冲电容C_r电压降为零；

D、[t₂，t₃]缓冲电感L_r能量复位阶段，缓冲电感L_r储存的能量通过谐振回路饱和电感L_s—储能电容C_s—二极管D_s2—二极管D_s1将储存的量释放到储能电容C_s上，此时缓冲电感L_r电流为负载电流I_o；

E、[t₃，t₄]正常PWM工作阶段，主开关管VT₁电流保持不变，为负载电流I_o；

F、[t₄，t₅]主开关管VT₁零电压关断阶段，在t₄时刻，缓冲电容C_r电压为零，主开关管VT₁实现零电压关断，缓冲电容C_r通过回路缓冲电感L_r—饱和电感L_s—负载—输入电源充电，直至二极管D_s3导通；

G、[t₅，t₆]缓冲电容C_r充电、储能电容C_s放电阶段，缓冲电容C_r通过缓冲电感L_r—饱和电感L_s—负载—输入电源充电，储能电容C_s通过二极管D_s3向负载放电，直至缓冲电感L_r电流降为零；

H、[t₆，t₇]储能电容C_s放电阶段，储能电容C_s通过二极管D_s3继续向负载放电，直至二极管D_s4导通；

I、[t₇，t₈]缓冲电容C_r充电、储能电容C_s放电阶段，缓冲电容C_r通过二极管D_s4充电，储能电容C_s通过二极管D_s3放电，直至缓冲电容C_r电压等于输入电压U_i，储能电容C_s电压降为零；

J、[t₈，t₉]主二极管D₇续流阶段，直至主开关管VT₁下一次开通。