CN103904998B - 移动终端频率调整方法和装置 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种移动终端频率调整方法和装置，该移动终端使用数字补偿式晶振(DCXO)。根据该方法，依据预先储存的移动终端的频率变化量与数字控制码的关系式计算当前数字控制码处的第一边际相对频率调整量；依据该第一边际相对频率调整量来线性计算第一数字控制码调整量；判断该相对频率偏差是否超出一线性化阈值，如果未超出则使用第一数字控制码调整量进行频率调整，流程结束，否则进一步计算在当前数字控制码与数字控制码调整量之和的数值处的第二边际相对频率调整量，在第一边际相对频率调整量和第二边际相对频率调整量之间确定一折中边际相对频率调整量，并据此计算所对应的第二数字控制码调整量；最后使用第二数字控制码调整量进行频率调整。
Description
技术领域
本发明涉及一种移动终端频率调整方法和装置。
背景技术
通讯系统的移动终端中常用的时钟参考电路有TCXO(TemperatureCompensate X'tal(crystal)Oscillator，温度补偿式晶振)与DCXO(DigitalCompensate X'tal(crystal)Oscillator，数字补偿式晶振)。TCXO与DCXO的基本电路都包含振荡电路与参考时基。振荡电路由LC振荡器组成，参考时基一般采用石英晶体(即crystal)。组成振荡电路的LC振荡器一般采用可变电容(或电容阵列)，通过控制单元或模数转换器(DAC)对可变电容(或电容阵列)进行调整，从而实现调整TCXO与DCXO输出频率的目的。
图1示出TCXO模块的电路图。对于TCXO模块，除了振荡电路11与石英晶体12外，其内部还集成了温度补偿模块13与线性补偿模块14，使得其频率变化量与控制单元15(或模数转换器)调整量呈比较理想的线性关系，因此其频率调整的方法比较简单。但TCXO的缺点是，首先价格相对较高；其次，使用TCXO时，有些终端系统的射频主芯片内振荡电路仍在工作，浪费了功耗；使用TCXO，有些系统需要额外的模数转换器，增加成本；还有些射频主芯片本身能提供模数转换器，但也必须为模数转换器输出增加额外的封装管脚，而目前移动终端一个主芯片往往包含多个模式或频段，管脚资源比较受限。
图2示出DCXO模块的电路图。对于绝大多数终端系统来说，DCXO模块分布在两个器件中，振荡电路21一般包含在收发信机的主芯片内，石英晶体22为置于主芯片20之外的一独立元件。由于DCXO的振荡电路11包含在主芯片内，故主芯片外只需选择一颗价格比TCXO低的多的石英晶体，配合相应调整算法即可正常使用。
对于DCXO模块，为了实现其频率变化量与调整量呈比较理想的线性关系，有的移动终端将类似TCXO的温度补偿电路与线性化电路放入主芯片，使用方法与TCXO基本相同，但是这导致软件侧需包含复杂的补偿算法设计。温补电路和/或线性化电路的减配固然能降低算法复杂度及成本，但控制精度也随之下降。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种移动终端频率调整方法和装置，以在不需要温度补偿电路与线性化电路的条件下实现精确的调整。
本发明为解决上述技术问题而采用的技术方案是提出一种移动终端频率调整方法，该移动终端使用数字补偿式晶振，该方法包括以下步骤：
a.根据移动终端的接收信号计算相对频率偏差；
b.根据预先储存的移动终端的频率变化量与数字控制码的关系式，使用该相对频率偏差及当前数字控制码计算当前数字控制码处的第一边际相对频率调整量；
c.依据该第一边际相对频率调整量与该相对频率偏差来线性计算第一数字控制码调整量；
d.判断该相对频率偏差是否超出一线性化阈值，如果该相对频率偏差小于或等于该线性化阈值，进入步骤e，否则进入步骤f；
e.使用第一数字控制码调整量进行频率调整，流程结束；
f.计算在当前数字控制码与数字控制码调整量之和的数值处的第二边际相对频率调整量；
g.在第一边际相对频率调整量和第二边际相对频率调整量之间确定一折中边际相对频率调整量，并据此计算该折中边际相对频率调整量所对应的第二数字控制码调整量；以及
h.使用第二数字控制码调整量进行频率调整，然后返回步骤a。
在本发明的一实施例中，该折中边际相对频率调整量位于该第一边际相对频率调整量和该第二边际相对频率调整量之间的中部区间。
在本发明的一实施例中，该折中边际相对频率调整量为该第一边际相对频率调整量和该第二边际相对频率调整量之间的中值。
在本发明的一实施例中，该调整方法是由该移动终端的主芯片执行。
本发明还提出一种移动终端频率调整装置，该移动终端使用数字补偿式晶振，该装置包括：
用于根据移动终端的接收信号计算相对频率偏差的模块；
用于根据预先储存的移动终端的频率变化量与数字控制码的关系式，使用该相对频率偏差及当前数字控制码计算当前数字控制码处的第一边际相对频率调整量的模块；
用于依据该第一边际相对频率调整量与该相对频率偏差来线性计算第一数字控制码调整量的模块；
用于判断该相对频率偏差是否超出一线性化阈值的模块；
用于如果该相对频率偏差小于或等于该线性化阈值，则使用第一数字控制码调整量进行频率调整的模块；
用于如果该相对频率偏差大该线性化阈值，则计算在当前数字控制码与数字控制码调整量之和的数值处的第二边际相对频率调整量的模块；
用于在第一边际相对频率调整量和第二边际相对频率调整量之间确定一折中边际相对频率调整量，并据此计算该折中边际相对频率调整量所对应的第二数字控制码调整量的模块；以及
用于使用第二数字控制码调整量进行频率调整的模块。
在本发明的一实施例中，该折中边际相对频率调整量位于该第一边际相对频率调整量和该第二边际相对频率调整量之间的中部区间。
在本发明的一实施例中，该折中边际相对频率调整量为该第一边际相对频率调整量和该第二边际相对频率调整量之间的中值。
本发明的移动终端频率调整方法和装置，与已有的TCXO方案相比，在实现精确调整的功能的同时，仅需使用晶振作为外围电路，降低了成本，针对无模数转换电路输出的方案来说，还可节省一外置模数转换电路的成本。与已有的将温度补偿电路及线性化电路内置于主芯片的TCXO方案相比，本发明的实施例在主芯片内不涉及温度补偿，降低了成本，而且算法实现简单。另外，本发明的实施例通过简单的几次测试计算就可实现校准，更换晶振不涉及重新进行复杂的温度测试。
附图说明
为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：
图1示出温度补偿式晶振模块的电路图。
图2示出数字补偿式晶振模块的电路图。
图3示出本发明一实施例的移动终端频率调整方法流程图。
图4示出晶体及相应晶振电路的非线性特性曲线。
具体实施方式
本发明的实施例期望使用图2所示的DCXO形式的晶振模块，并在不需要温度补偿电路与线性化电路的条件下实现精确的频率调整。根据本发明的实施例，来获得晶振及相应DCXO电路的非线性特性，这一非线性特性表现为DCXO的输出频率与LC振荡电路的电容(进而与电容的数字控制码)的关系；进一步，通过对这一非线性特性通过求导，获得相应控制码处频率变化量，这一求导剔除了环境温度变化对调整策略的影响。由此，通常认为是必要配置的温度补偿电路得以省略。
具体地说，通过生产线的测试校准，获得使用晶振及相应DCXO电路的非线性特性。
DCXO的输出频率与LC振荡电路的电容Cl关系如图4所示，相对频率变化与电容关系可用下述公式1)表示，其中a、b、c为与电路相关参数，fr为标称参考频率：
在移动终端中，振荡器电容一般通过数字控制码(用AFC表示)进行调整。振荡器电容与AFC呈一次函数关系，故式1)也可用AFC替代Cl，其中a、b、c的参量值会有变化，但不影响其特性，即有：
根据式2)，通过三次调整AFC值，分别测试出三次相应的频率变化量Δf，可以获得参量a、b、c的值。
上述公式2)作为移动终端的频率变化量与数字控制码的关系式，可以储存在移动终端的存储器中，供移动终端在进行频率调整时使用。
图3示出本发明一实施例的移动终端频率调整方法流程图。下面参照图3所示，描述本发明一实施例的移动终端频率调整方法。
首先在步骤301，根据移动终端的接收信号计算相对频率偏差。
例如，终端在搜网或连接状态下，假定根据接收信号计算的相对频率偏差为ppm0。
在步骤302，根据上述的移动终端的频率变化量与数字控制码的关系式，使用相对频率偏差及当前数字控制码计算当前数字控制码处的第一边际相对频率调整量。这一第一边际相对频率调整量即在当前数字控制码处，单位数字控制码所对应的相对频率调整量。
例如，假设此时使用的AFC控制码字为AFC0，则根据式2)，可知对于DCXO在此固定AFC0值时，AFC调整一个码字，对应的相对频偏调整量为式2)在AFC0处的导数，即：
在步骤303，依据第一边际相对频率调整量与相对频率偏差来线性计算第一数字控制码调整量。
例如，根据式3)按照线性情况计算在此AFC0处需要调整多少个码字才能纠正偏差ppm0，由式3)可得：
在步骤304，判断上述相对频率偏差是否超出一线性化阈值。
在步骤305，如果上述相对频率偏差小于或等于该线性化阈值，表明频率调整较小，直接以第一数字控制码调整量进行频率调整。
也就是说，上述ΔAFC即是纠正频率偏差ppm0所需的数字控制码调整量。
在步骤306，如果上述相对频率偏差大于上述线性化阈值，表明频率调整较大，则进一步计算在当前数字控制码与数字控制码调整量之和的数值处的第二边际相对频率调整量。这一第二边际相对频率调整量即在当前数字控制码与数字控制码调整量之和的数值处，单位数字控制码所对应的相对频率调整量。
具体地说，可根据式3)与式4)计算在(AFC0+ΔAFC)处调整一个码字的相对频率调整量，有：
在步骤307，在第一边际相对频率调整量和第二边际相对频率调整量之间确定一折中边际相对频率调整量，并据此计算该折中边际相对频率调整量所对应的第二数字控制码调整量。
也就是说，对于较大的频率调整，按照线性调整处理的准确度将下降，因而取当前数字控制码处的边际相对频率调整量和目标数字控制码处的边际相对频率调整量的折中值，将更趋近准确值，尽管准确值并无法知晓。
可以理解，该折中边际相对频率调整量位于第一边际相对频率调整量和第二边际相对频率调整量之间的中部区间，可使调整更为迅速。
简单的做法是，使用当前数字控制码AFC0处与目标数字控制码(AFC0+ΔAFC)处的中值相对频率偏差来计算所需要的AFC调整量。即认为调整一个AFC码字获得相对频率调整量为(X+Y)/2，将此按线性调整处理，则ppm0的偏差需要调整的AFC码字为：2*ppm0/(X+Y)。
在步骤308后，以第二数字控制码调整量进行频率调整，返回步骤301。也就是，在调整后再次计算相对频率偏差，若测得相对频差较小，则可在步骤305进行处理，若仍较大，则按步骤306至308的方式进行处理。
在本发明的实施例中，线性化阈值可以根据对调整精度的要求来合理的确定。
本发明实施例的移动终端频率调整方法可以由移动终端的主芯片执行，这一调整方法的算法实现简单，并不会明显增加主芯片的负担。
本发明的上述实施例的移动终端频率调整方法，与已有的TCXO方案相比，在实现精确调整的功能的同时，仅需使用晶振作为外围电路，降低了成本，针对无模数转换电路输出的方案来说，还可节省一外置模数转换电路的成本。与已有的将温度补偿电路及线性化电路内置于主芯片的TCXO方案相比，本发明的实施例在主芯片内不涉及温度补偿，降低了成本，而且算法实现简单。另外，本发明的实施例通过简单的几次测试计算就可实现校准，更换晶振不涉及重新进行复杂的温度测试。
虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。
Claims (7)
1.一种移动终端频率调整方法，该移动终端使用数字补偿式晶振，该方法包括以下步骤：
a.根据移动终端的接收信号计算相对频率偏差；
b.根据预先储存的移动终端的频率变化量与数字控制码的关系式，使用该相对频率偏差及当前数字控制码计算当前数字控制码处的第一边际相对频率调整量；
c.依据该第一边际相对频率调整量与该相对频率偏差来线性计算第一数字控制码调整量；
d.判断该相对频率偏差是否超出一线性化阈值，如果该相对频率偏差小于或等于该线性化阈值，进入步骤e，否则进入步骤f；
e.使用第一数字控制码调整量进行频率调整，流程结束；
f.计算在当前数字控制码与数字控制码调整量之和的数值处的第二边际相对频率调整量；
g.在第一边际相对频率调整量和第二边际相对频率调整量之间确定一折中边际相对频率调整量，并据此计算该折中边际相对频率调整量所对应的第二数字控制码调整量；以及
h.使用第二数字控制码调整量进行频率调整，然后返回步骤a。
2.如权利要求1所述的移动终端频率调整方法，其特征在于，该折中边际相对频率调整量位于该第一边际相对频率调整量和该第二边际相对频率调整量之间的中部区间。
3.如权利要求1所述的移动终端频率调整方法，其特征在于，该折中边际相对频率调整量为该第一边际相对频率调整量和该第二边际相对频率调整量之间的中值。
4.如权利要求1所述的移动终端频率调整方法，其特征在于，该调整方法是由该移动终端的主芯片执行。
5.一种移动终端频率调整装置，该移动终端使用数字补偿式晶振，该装置包括：
用于根据移动终端的接收信号计算相对频率偏差的模块；
用于根据预先储存的移动终端的频率变化量与数字控制码的关系式，使用该相对频率偏差及当前数字控制码计算当前数字控制码处的第一边际相对频率调整量的模块；
用于依据该第一边际相对频率调整量与该相对频率偏差来线性计算第一数字控制码调整量的模块；
用于判断该相对频率偏差是否超出一线性化阈值的模块；
用于如果该相对频率偏差小于或等于该线性化阈值，则使用第一数字控制码调整量进行频率调整的模块；
用于如果该相对频率偏差大该线性化阈值，则计算在当前数字控制码与数字控制码调整量之和的数值处的第二边际相对频率调整量的模块；
用于在第一边际相对频率调整量和第二边际相对频率调整量之间确定一折中边际相对频率调整量，并据此计算该折中边际相对频率调整量所对应的第二数字控制码调整量的模块；以及
用于使用第二数字控制码调整量进行频率调整的模块。
6.如权利要求5所述的移动终端频率调整装置，其特征在于，该折中边际相对频率调整量位于该第一边际相对频率调整量和该第二边际相对频率调整量之间的中部区间。
7.如权利要求5所述的移动终端频率调整装置，其特征在于，该折中边际相对频率调整量为该第一边际相对频率调整量和该第二边际相对频率调整量之间的中值。
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