CN103904927B - 适用于模块化多电平换流器的附加直流电压控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了电力系统运行与控制技术领域中的一种适用于模块化多电平换流器的附加直流电压控制方法。包括：计算确保模块化多电平换流器输出全电平波形的最小调制比；利用所述换流器输出的交流电压和所述换流器的直流电压，计算换流器当前时刻的调制比；根据最小调制比和换流器当前时刻的调制比，确定直流电压调整量ΔU_dc；控制换流器输出电压值为ΔU_dc+U_{dc_ref}的真实直流电压。本发明可以保证每个换流器保持完整电平数输出，并且换流器的控制器可以达到良好的控制效果。

Description

适用于模块化多电平换流器的附加直流电压控制方法

技术领域

本发明属于电力系统运行与控制技术领域，尤其涉及一种适用于模块化多电平换流器的附加直流电压控制方法。

背景技术

随着大功率电力电子开关器件的出现，如门极可关断型(gate turn-off，GTO)晶闸管和绝缘栅双极晶体管(insulated-gate bipolar transistor，IGBT)的出现，电压源型换流器(voltage source converter，VSC)相较于传统基于晶闸管式的高压直流输电(high-voltage direct-current，HVDC)换流器而言，展示出了许多优势。由于采用可关断开关元件，VSC不会发生传统HVDC换流器在所连接交流母线电压降低时经常发生的换相失败问题。VSC的另一个优势则是其实现了有功功率和无功功率的快速独立控制。这使得直流系统在传输大量有功功率的同时不仅可以不消耗交流母线的无功功率，而且还可以为交流母线提供一定的无功功率支撑。此外，VSC型换流站更适合用于实现新能源电源并网和未来直流电网的构建。

然而，两或三电平VSC拓扑结构存在着一些缺陷，如较高的开关频率而导致的大量功率损耗；受电平数限制输出交流波形的谐波含量较高；大量被直接串联以提高换流站直流电压等级的开关元件要求高度的动作一致性，否则开关元件将面临被过高电压击穿的危险，而在较高的开关频率下保持这一特性是一个巨大的挑战。为了解决这些缺点，基于半H桥型的模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)拓扑结构作为新一代VSC的拓扑结构被提出。其子模块级联结构在保持较高的桥臂等效开关频率的同时有效降低了每个开关元件的开关频率，因而降低了大量开关损耗。MMC可以轻易实现多电平输出波形，使之逼近标准正弦波形，因而换流站无需交流滤波器，减少了建设成本投资。此外，对开关元件的动作一致性要求也大大降低。

每个桥臂投入运行的子模块个数是由正弦脉宽调制(sinusoidal pulse widenmodulation,SPWM)过程决定的。然而，在SPWM过程中，较小的调制比会直接导致换流器输出的交流阶梯波中损失电平数。另一方面，换流器的控制器在调制比大于1的情况下持续运行则会无法达到控制效果。因此，需要找出合适的调制比区间[m_min,1]，并使换流器的调制比处于该区间内运行，进而使得MMC输出的交流阶梯波形中电平数不损失，并且控制器可以保持良好的控制效果。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种适用于模块化多电平换流器的附加直流电压控制方法，用于寻找合适的调制比区间，并使换流器的调制比处于该区间内，进而使得MMC输出的交流阶梯波形中电平数不损失，并且可以保持良好的控制效果。

为了实现上述目的，本发明提出的技术方案是，一种适用于模块化多电平换流器的附加直流电压控制方法，其特征是所述方法包括：

步骤1：计算确保模块化多电平换流器输出全电平波形的最小调制比m_min；

步骤2：利用所述换流器输出的交流电压和所述换流器的直流电压，计算换流器当前时刻的调制比；

步骤3：根据所述最小调制比，确定换流器运行最优调制比区间[m_min,1]；再根据换流器当前时刻的调制比，确定直流电压调整量ΔU_dc，使得换流器调制比处于区间[m_min,1]内；

步骤4：控制换流器输出电压值为U_{dc_ref}+ΔU_dc的真实直流电压；其中，U_{dc_ref}为换流器的初始直流电压参考值。

所述计算确保模块化多电平换流器输出全电平波形的最小调制比的公式为：

其中，m_min为确保模块化多电平换流器输出全电平波形的最小调制比；

N为模块化多电平换流器每个桥臂上的子模块数量。

所述计算换流器当前时刻的调制比的公式为：

其中，m为换流器当前时刻的调制比；

U_C为模块化多电平换流器输出的基频交流线电压有效值；

U_dc为模块化多电平换流器的直流电压；

k为模块化多电平换流器的直流电压利用率。

所述步骤3包括：

子步骤A1：计算直流电压调整量ΔU_dc的上限ΔU_{dc_max}和下限ΔU_{dc_min}；

子步骤A2：根据公式确定直流电压调整量ΔU_dc；

其中，ΔU_{dc_L1}为m＜m_min时的直流电压调整量，且ΔU_{dc_L1}∈[ΔU_{dc_min},ΔU_{dc_max}]；

ΔU_{dc_L2}为m>1时的直流电压调整量，且ΔU_{dc_L2}∈[ΔU_{dc_min},ΔU_{dc_max}]。

所述计算直流电压调整量ΔU_dc的上限ΔU_{dc_max}采用公式：

${\mathrm{\ΔU}}_{dc\_max}=\underset{i}{min}\left(U_{dc\_max}^{\left(i\right)}\right)-U_{dc\_initial};$

其中，U_{dc_initial}为当前时刻多个换流器共用的同一个直流电压的初始值；

为当前时刻共用同一个直流电压的多个换流器中的第i个换流器的直流电压允许最大值，所述直流电压允许最大值是所述第i个换流器的当前时刻的调制比与所述第i个换流器的直流电压关系曲线上，当前时刻的调制比等于最小调制比时的直流电压。

所述计算直流电压调整量ΔU_dc的下限ΔU_{dc_min}采用公式：

${\mathrm{\ΔU}}_{dc\_min}=U_{dc\_initial}-\underset{i}{max}\left(U_{dc\_\min }^{\left(i\right)}\right);$

其中，U_{dc_initial}为当前时刻多个换流器共用的同一个直流电压的初始值；

为当前时刻共用同一个直流电压的多个换流器中的第i个换流器的直流电压允许最小值，所述直流电压允许最小值是所述第i个换流器的当前时刻的调制比与所述第i个换流器的直流电压关系曲线上，当前时刻的调制比等于1时的直流电压。

本发明的效果在于，通过动态调节直流电压，保证任一换流器的调制比始终处于区间[m_min,1]内，这样换流器可以保持完整电平数输出，并且换流器的控制器可以达到良好的控制效果。

附图说明

图1是由子区间等效的SPWM过程示意图；其中，(a)是PD-SPWM方法将幅值轴等分为N个子区间的示意图，(b)是CPS-SPWM方法将幅值轴等分为N个子区间的示意图，(c)是调制波与各分割区间的比较示意图；

图2是附加直流电压控制方法示意图；

图3是附加直流电压控制器的结构图；

图4是换流器功率圆示意图；

图5是换流器当前时刻的调制比与直流电压关系曲线图；

图6是实施例提供的双端MMC-HVDC系统结构图；

图7是不采用本发明的方法时双端MMC-HVDC系统形成的三种不同工况数据表；

图8是三种不同工况依次发生示意图；

图9是PI控制器和一阶滞后环节的参数数据表；

图10是控制器各参数变化示意图；其中，(a)是使能信号EN变化示意图，(b)是直流电压调整量ΔU_dc变化示意图，(c)是调制比变化示意图，(d)是输出电压阶梯波形变化示意图，(e)是THD变化示意图；

图11是无附加直流电压控制方法作用下换流器的控制器产生不良效果示意图；其中，(a)是有功功率和无功功率产生不良效果示意图；(b)是直流电压产生不良效果示意图；

图12是附加直流电压控制方法作用下换流器的控制器各参数变化示意图；其中，(a)是直流电压调整量ΔU_dc变化示意图，(b)是调制比m1和m2变化示意图，(c)是有功功率和无功功率变化示意图，(d)是直流电压变化示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对优选实施例作详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。

实施例1

本实施例以模块化多电平换流器高压直流输电(MMC-HVDC)系统为例，说明本发明提供的适用于模块化多电平换流器的附加直流电压控制方法的实现过程。该过程包括：

步骤1：计算确保模块化多电平换流器输出全电平波形的最小调制比m_min。

对于一个每个桥臂含有N个子模块的MMC来说(不包含冗余子模块)，SPWM方法中的载波会将幅值轴等分为N个子区间。例如，载波层叠正弦脉宽调制方法(phasedisposition-SPWM，PD-SPWM)利用N条等相位但纵向等间距层叠的载波将幅值轴等分为N个子区间，如图1(a)所示。载波相移正弦脉宽调制方法(carrier phase shifted-SPWM，CPS-SPWM)利用处于同一水平线上的各载波间交点连线将幅值轴等分为N个子区间，如图1(b)所示。调制波与载波相比较的过程等效为调制波与各分割区间的比较过程，如图1(c)。

如图1(c)所示，调制波2无法到达最高和最低区间。调制波是否能够到达最高和最低区间，由MMC-HVDC系统的控制器和整个系统运行点决定，当MMC-HVDC系统运行点(即换流器从交流系统中得到的有功功率、无功功率和换流器的直流电压)不合适，就会出现调制波2的情形。因此，不论采用何种调制策略，由其生成的阶梯波都将会对应地丢失最高和最低两个电平。为了解决这一问题，需要限制调制波幅值。即，为了使换流器产生的阶梯波不丢失电平，调制波存在最小限值。当调制波的幅值大于该最小限值时，换流器输出的阶梯波形中能够包含最高和最低电平。调制波幅值的最小限值可根据式(1)得到：

$M_{\mathrm{mod}-\min }=M_{car}-\frac{M_{car}-(-M_{car})}{N}---\left(1\right)$

公式(1)中，M_mod-min为调制波最小限值，M_car为载波的最大峰值。因此，由公式(1)可以得到确保换流器输出全电平波形的最小调制比m_min为：

$m_{min}=\frac{M_{\mathrm{mod}-min}}{M_{car}}=\frac{N-2}{N}---\left(2\right)$

其中，N为模块化多电平换流器每个桥臂上的子模块数量。由公式(2)可看出，当N不断增大时，m_min趋近于1。

步骤2：利用换流器输出的交流电压和换流器的直流电压，计算换流器当前时刻的调制比。

利用换流器输出的交流电压和直流电压，计算换流器当前时刻的调制比的过程如图2所示，其计算公式为：

$m=\frac{\sqrt{2}{U}_C}{{\mathrm{kU}}_{dc}}---\left(3\right)$

其中，u_abc为换流器输出的三相正弦瞬时电压，U_C为模块化多电平换流器输出的基频交流线电压有效值，U_C由u_abc经快速傅里叶变换(fast Fourier transform，FFT)得到，U_dc为模块化多电平换流器的直流电压，k为直流电压利用率，采用SPWM方法时，k＝0.866。

由于实际系统中，换流器输出的三相正弦瞬时电压u_abc是有波动的，因此需要通过滞后环节来抑制波动，如图2所示。相当于滤波器，用于滤除测量直流电压中含有的高频分量。

步骤3：根据所述最小调制比，确定换流器运行最优调制比区间[m_min,1]。再根据换流器当前时刻的调制比，确定直流电压调整量ΔU_dc，使得换流器调制比处于区间[m_min,1]内。

采用附加直流电压控制器，根据计算得到的换流器调制比来产生直流电压调整量ΔU_dc，并将其作用于换流器外环电流控制器的直流电压控制环节上。

附加直流电压控制器的设计需要先得到调制比和直流电压的关系，如公式(4)所示，其中U_S为交流系统的线电压有效值，P和Q分别表示交流系统输入直流系统的有功和无功功率，X_L表示换流电感阻抗值，U_dc表示直流电压。

$\left\{\begin{array}{c}m=\frac{W_P}{U_{dc}}\\ W_P=\frac{\sqrt{2}\sqrt{P^2+{(Q-U_S^2/X_L)}^2}{X}_L}{{\mathrm{kU}}_S}\end{array}\right.---\left(4\right)$

由公式(4)可以看出调制比m和直流电压U_dc成反比例非线性关系。由于非线性关系设计控制器是十分复杂的，因此需要将m～U_dc的非线性关系进行转化。如果当调制比处于区间[m_min,1]时，附加直流电压控制器不动作；而当调制比超出区间[m_min,1]时，m～U_dc的非线性关系由PI控制器表达，就可以简化控制器的设计步骤。为了保证调制比m始终处于区间[m_min,1]内，附加直流电压控制器需要实现三个目标：

A)在正常运行状态下，调制比m处于m_min和1之间。此时，直流电压调整量ΔU_dc应该为0，附加直流电压控制器对换流站运行特性不起任何作用。

B)当运行点改变致使调制比m小于最小调制比m_min时，直流电压调整量ΔU_dc应该输出一个负值常数ΔU_{dc_neg}来降低直流电压U_dc，这样才可以使调制比m重回区间[m_min,1]内。但是，当调制比m重回区间[m_min,1]后，直流电压调整量ΔU_dc必须保持为ΔU_{dc_neg}。这是因为此时若ΔU_dc＝0，则调制比m又将低于最小调制比m_min，导致直流电压调整量ΔU_dc在0和ΔU_{dc_neg}间不停地振荡。

C)当调制比m大于1时，直流电压调整量ΔU_dc应为一个正的输出值以升高直流电压U_dc。当调制比m回落至区间[m_min,1]后，直流电压调整量ΔU_dc应该保持这一正输出值不变以避免直流电压调整量ΔU_dc的振荡。

为了完成以上三个目标，本发明设计了附加直流电压控制器输出直流电压调整量ΔU_dc。图3给出了附加直流电压控制器的结构图。图3中，ΔU_{dc_L1}和ΔU_{dc_L2}分别用以限制中央线性环节的输出值。EN为控制器的使能信号，并且EN＝0表示控制器退出而EN＝1则表示控制器投入运行。ΔU_{dc_max}和ΔU_{dc_min}分别为PI控制器输出值的上限和下限，以此来实现对ΔU_dc的限幅作用。一阶滞后环节用于避免ΔU_dc突变(高频扰动的影响)。其中，中央线性环节由公式(5)表示：

${\mathrm{\&Delta;U}}_{dc\_linear}=\left\{\begin{array}{cc}{K}_P(m_{\min }-m),& m<m_{min}\\ 0,& m_{min}\&le;m\&le;1\\ K_P(1-m),& m>1\end{array}\right.---\left(5\right)$

公式(5)中，K_P为线性系数，通常取K_P＝100。

对于调制比m大于1时导致换流器的控制器失去控制效果的分析如下：假设U_S和U_C分别为交流系统的线电压有效值和MMC输出的基频交流线电压有效值，δ是U_C滞后U_S的角度，换流器从交流系统中得到的有功功率P和无功功率Q的计算方法与传统VSC相同，分别为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{U_S{U}_C}{X_L}\sin \mathrm{\&delta;}\\ Q=\frac{U_S(U_S-U_C\cos \mathrm{\&delta;})}{X_L}\end{array}\right.---\left(6\right)$

公式(6)中，X_L表示换流器与交流系统联络线上的等效电抗值，k表示直流电压利用率，U_dc表示直流电压，则有：

$U_C=\frac{km}{\sqrt{2}}{U}_{dc}---\left(7\right)$

对于SPWM调制，k一般取0.866，将公式(7)带入公式(6)，可得：

$P^2+{(Q-\frac{U_S^2}{X_L})}^2={\left(\frac{{\mathrm{kmU}}_S{U}_{dc}}{\sqrt{2}{X}_L}\right)}^2---\left(8\right)$

通常，调制比m处于区间[0,1]内，当调制比等于1时，换流器的运行点位于功率圆边界上，如图4所示。在功率圆内，MMC的控制器具有良好的控制效果。当调制比m等于1时，运行点处于边界点上，换流器处于临界运行状态。当运行点超出功率圆时，对应m＞1，换流器的控制器的控制效果将会很差，甚至达不到控制目标。

为了保证系统运行点总是在功率圆之内，可以有两种解决思路：一是自适应改变功率圆的位置和大小，把图4中的“不良控制点”包含在功率圆内；二是限制换流器允许的运行点，使其运行点集内不包含图4中的“不良控制点”，以保证所有的运行点均处于功率圆内部。基于这两点想法，本发明将在后续步骤中给出附加直流电压控制的方法，目标是保证换流器在运行于各类(P,Q)点时，其调制比m始终处于区间[m_min,1]内。这样做有两个优点：

1)换流器输出的波形不损失电平，包含完整的电平数，使得MMC子模块得到充分利用，防止由于电平数的损失而造成THD(total harmonic distortion，谐波畸变率)的增大。

2)保持换流器稳定运行。附加直流电压控制方法将通过调整直流电压来动态调节功率圆的半径大小，以保证不同的(P,Q)点始终处于圆内，从而MMC可以保持稳定的运行状态，控制器拥有良好的控制效果。

由此，本发明设计的附加直流电压控制器确定直流电压调整量ΔU_dc的具体过程包括：

子步骤A1：计算直流电压调整量ΔU_dc的上限和下限。

在一个多端MMC-HVDC系统内，存在多个换流器共用一个直流电压的工况，因此在对直流电压进行调节的过程中需要考虑将每个换流器的调制比m都控制于区间[m_min,1]内。所以，对附加直流电压控制器输出的线性环节直流电压调整量ΔU_{dc_linear}进行限幅是有必要的。令ΔU_{dc_max}和ΔU_{dc_min}分别为直流电压调整量ΔU_dc的上限和下限，在计算其值时需要考虑一下两点因素：

1)U_dc+ΔU_{dc_max}的值应该在换流器可承受的直流电压范围内。这是为了保证换流站中的各工作设备不会因过高电压而损坏，尤其是对电力电子开关元件(如IGBT)而言。

2)当U_dc处于区间[U_dc-ΔU_{dc_min},U_dc+ΔU_{dc_max}]时，每个换流器的调制比m都应该在区间[m_min,1]内。这样，每个换流器才可以保证稳定运行且均输出全电平数的电压波形。

条件1)根据设备自身要求来限制，容易计算并且实现。为了满足条件2)，可根据公式(7)给出的m～U_dc关系曲线(即当前时刻的调制比与直流电压关系曲线)看出当交流母线电压幅值不变时，W_P是由以P和Q为变量的函数决定的。对于多端MMC-HVDC系统，根据第i个换流器的运行点，由公式(4)可以得到换流器i对应的m～U_dc曲线，如图5所示。利用m＝1和m＝m_min这两条直线分别与这条m～U_dc曲线的交点就可以得出对应的电压允许最小值和电压允许最大值令当前时刻直流系统的初始直流电压为U_{dc_initial}，那么该MMC-HVDC系统的ΔU_{dc_min}和ΔU_{dc_max}可以由公式(9)计算得到：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;U}}_{dc\_\min }=U_{dc\_initial}-\underset{i}{\max }\left({U_{dc\_\min }}^{\left(i\right)}\right)\\ {\mathrm{\&Delta;U}}_{dc\_\max }=\underset{i}{\min }\left({U_{dc\_\max }}^{\left(i\right)}\right)-U_{dc\_initial}\end{array}\right.---\left(9\right)$

子步骤A2：根据公式确定直流电压调整量ΔU_dc。

其中，ΔU_{dc_L1}为m＜m_min时的直流电压调整量，且ΔU_{dc_L1}∈[ΔU_{dc_min},ΔU_{dc_max}]；

ΔU_{dc_L2}为m>1时的直流电压调整量，且ΔU_{dc_L2}∈[ΔU_{dc_min},ΔU_{dc_max}]。

从附图3中可以明显看出，当m小于m_min时，中央线性环节输出一个很大的正值，超过直流电压调整量上限，这样中央线性环节就不起作用了，由PI1控制器起作用。类似的，当m大于1时，让中央线性环节输出一个很小的负值，超过直流电压调整量下限，这样控制器输出值由PI2控制器决定。中央线性环节只在m处于合适区间的时候输出0，其他部分分别由PI1和PI2负责。对附加直流电压控制器，当m_min≤m≤1时，中央线性环节输出值ΔU_{dc_linear}＝0。此时，PI1控制器输入值为(m-m_min)大于0而PI2控制器输入值为(m-1)小于0。因此PI1控制器不断积累正值而PI2控制器不断积累负值，导致的结果就是PI1控制器输出值为其上限值ΔU_{dc_max}而PI2控制器输出值为其下限值ΔU_{dc_min}。所以，此时对ΔU_{dc_linear}的限幅上限值ΔU_{dc_L1}＝ΔU_{dc_max}而下限值ΔU_{dc_L2}＝ΔU_{dc_min}，由于ΔU_{dc_linear}＝0属于区间[ΔU_{dc_L2},ΔU_{dc_L1}]内，因此当m_min≤m≤1时，控制器输出值ΔU_dc＝ΔU_{dc_linear}＝0。

当m<m_min时，中央线性环节输出的ΔU_{dc_linear}是一个很大的正值，由于较大的K_P的选取，其大小一定能满足ΔU_{dc_linear}＞ΔU_{dc_max}。此时，PI1控制器的输入量(m-m_min)变成负值了，PI2控制器的输入量(m-1)仍为负值。由于调节过程需要把小于m_min的m调整回区间[m_min,1]内，因此整个调节过程中PI2的输入量(m-1)永远为负值，所以ΔU_{dc_L2}＝ΔU_{dc_min}。但是PI1的输入量(m-m_min)则伴随着调整过程不断地在正负之间变换，最终至0而达到稳定(PI控制器的输入量为0时，其输出值保持恒定，这样控制变量就稳定了)。因此ΔU_{dc_L1}可能在区间[ΔU_{dc_min},ΔU_{dc_max}]内变化，而前面说过有ΔU_{dc_linear}>ΔU_{dc_max}，控制器输出值实际上是ΔU_dc＝ΔU_{dc_L1}而不再是ΔU_dc＝ΔU_{dc_linear}。此时，中央线性环节不再起任何作用，而是PI1控制器接管了控制过程。

最后，当m＞1时，与m＜m_min的情形类似。此时中央线性环节输出值ΔU_{dc_linear}＜ΔU_{dc_min}。PI1控制器输入值(m-m_min)永远大于0，因此ΔU_{dc_L1}＝ΔU_{dc_max}。PI2控制器的输入量(m-1)则伴随着调整过程在区间[ΔU_{dc_min},ΔU_{dc_max}]内变化。此刻整个控制器的输出值ΔU_dc＝ΔU_{dc_L2}。由以上三点可以看出，对PI的限幅就是对ΔU_{dc_L1}和ΔU_{dc_L2}的限幅，也就对控制器最终输出值进行了限幅。

步骤4：控制换流器输出电压值为U_{dc_ref}+ΔU_dc的真实直流电压。其中，U_{dc_ref}为换流器的初始直流电压参考值。

附加直流电压控制器根据直流电压调整量ΔU_dc，调整直流电压控制器的参考值U_{dc_ref}。具体是，控制器输出电压值为U_{dc_ref}+ΔU_dc的真实直流电压，这样就可以将每个换流器的调制比m都控制于区间[m_min,1]内，使得MMC输出的交流阶梯波形中电平数不损失，并且可以保持良好的控制效果。

实施例2

本实施例以一个具体的MMC-HVDC系统为例来验证本发明提供的方法。以如图6所示的双端MMC-HVDC系统为例。由于中国电网特性，本实施例将与基频相关的参数改为50Hz。系统的初始直流电压U_{dc_initial}为20kV。两个换流站分别接入两个交流系统，其线电压有效值为U_S1＝U_S2＝10.2kV。换流器与交流系统联络线上的等效电抗值为X_L＝3.14Ω。每个换流器中任一桥臂含有10个子模块，换流器输出的电压波形应为11电平。根据公式(2)可知m_min＝0.8。通过改变不同的(P1,Q1)点，如果不采用本发明提出的附加控制，系统形成的三种不同工况见图7。

图7中，m2(MMC2调制比)始终处于区间[0.8,1]内。但m1(MMC1调制比)仅在工况1中处于0.8和1之间，而在工况2时则小于0.8，在工况3时大于1。为了验证本发明提出的附加直流电压控制方法的效果，不妨令三类工况依次发生，如图8所示。

本算例中，控制器中央线性环节的K_P取值为100。由公式(9)可知，ΔU_{dc_min}＝-0.3(p.u.)且ΔU_{dc_max}＝0.3(p.u.)。为了留有一定裕量，m_min的取值略高于0.8，本算例中取m_min为0.81。PI控制器和一阶滞后环节的参数如图9所示，PI控制器参数相同。

当MMC-HVDC系统由工况1变化至工况2时，图10中给出了控制器中的使能信号EN、直流电压调整量ΔU_dc、MMC1的调制比m1、输出电压阶梯波形以及THD的变化过程。当系统运行于工况1时，m1为0.85，大于m_min＝0.81，阶梯波的波形保持11电平。但是，当系统在4s时进入工况2后，m1跌落至0.78。由于此时附加直流电压控制器被闭锁(EN＝0)，换流器输出的阶梯波中损失了两个电平，并且其THD值升高。当附加直流电压控制器在4.5s启用后，ΔU_dc的快速响应通过调节直流电压使得m1回到[0.81,1]的区间内。换流器输出的阶梯波恢复至11电平，且对应的THD值也随之降低。

由图7可知，当MMC-HVDC系统进入工况3后，对应m1＞1，如果没有附加直流电压控制器参与调节，换流器的控制器将会产生不良控制效果。如图11所示，该换流器的功率和直流电压均产生了振荡现象。

由图11可以看出，如果不采用本发明提出的附加直流电压控制方法，在运行状况3，MMC1与系统交换的有功功率P1和无功功率Q1，以及直流电压U_dc均发生振荡。而在附加直流电压控制方法的作用下，MMC-HVDC系统可以平稳的运行于工况3，如图12所示。当系统进入工况3后，m1＞1，此时附加电压控制器通过产生附加ΔU_dc来提升直流电压。结果表明，调制比m1重回稳定区间，系统保持稳态运行且换流器的控制器具有良好的控制效果。

上述实施例2充分验证了本发明中设计的附加直流电压控制方法及其附加直流电压控制器，可以很好的保证MMC-HVDC系统内各换流站的调制比运行于区间[m_min,1]内。这样，各换流器不仅可以保证全电平数的输出波形，也可以保证其控制器具备良好的控制效果。同时，该方法对多端MMC-HVDC系统也有效。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (6)

1.一种适用于模块化多电平换流器的附加直流电压控制方法，其特征是所述方法包括：

步骤1：计算确保模块化多电平换流器输出全电平波形的最小调制比m_min；

步骤2：利用所述换流器输出的交流电压和所述换流器的直流电压，计算换流器当前时刻的调制比；

步骤3：根据所述最小调制比，确定换流器运行最优调制比区间[m_min,1]；再根据换流器当前时刻的调制比，确定直流电压调整量ΔU_dc，使得换流器调制比处于区间[m_min,1]内；

步骤4：控制换流器输出电压值为U_{dc_ref}+ΔU_dc的真实直流电压；其中，U_{dc_ref}为换流器的初始直流电压参考值。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征是所述计算确保模块化多电平换流器输出全电平波形的最小调制比的公式为：

其中，m_min为确保模块化多电平换流器输出全电平波形的最小调制比；

N为模块化多电平换流器每个桥臂上的子模块数量。

3.根据权利要求1或2所述的控制方法，其特征是所述计算换流器当前时刻的调制比的公式为：

其中，m为换流器当前时刻的调制比；

U_C为模块化多电平换流器输出的基频交流线电压有效值；

U_dc为模块化多电平换流器的直流电压；

k为模块化多电平换流器的直流电压利用率。

4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征是所述步骤3包括：

子步骤A1：计算直流电压调整量ΔU_dc的上限ΔU_{dc_max}和下限ΔU_{dc_min}；

子步骤A2：根据公式 ${\mathrm{\&Delta;U}}_{\mathrm{dc}}\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\&Delta;}{U}_{\mathrm{dc}\_L1},& m<m_{\min }\\ 0,& m_{\min }\&le;m\&le;1\\ \mathrm{\&Delta;}{U}_{\mathrm{dc}\_L2},& m>1\end{array}\right.,$ 确定直流电压调整量ΔU_dc；

其中，ΔU_{dc_L1}为m<m_min时的直流电压调整量，且ΔU_{dc_L1}∈[ΔU_{dc_min},ΔU_{dc_max}]；

ΔU_{dc_L2}为m>1时的直流电压调整量，且ΔU_{dc_L2}∈[ΔU_{dc_min},ΔU_{dc_max}]。

5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征是所述计算直流电压调整量ΔU_dc的上限ΔU_{dc_max}采用公式： $\mathrm{\&Delta;}{U}_{\mathrm{dc}\_\max }=\underset{i}{\min }\left(U_{\mathrm{dc}\_\max }^{\left(i\right)}\right)-U_{\mathrm{dc}\_\mathrm{initial}};$

其中，U_{dc_initial}为当前时刻多个换流器共用的同一个直流电压的初始值；

为当前时刻共用同一个直流电压的多个换流器中的第i个换流器的直流电压允许最大值，所述直流电压允许最大值是所述第i个换流器的当前时刻的调制比与所述第i个换流器的直流电压关系曲线上，当前时刻的调制比等于最小调制比时的直流电压。

6.根据权利要求4所述的控制方法，其特征是所述计算直流电压调整量ΔU_dc的下限ΔU_{dc_min}采用公式： $\mathrm{\&Delta;}{U}_{\mathrm{dc}\_\max }=U_{\mathrm{dc}\_\mathrm{initial}}\underset{i}{\max }\left(U_{\mathrm{dc}\_\max }^{\left(i\right)}\right);$

其中，U_{dc_initial}为当前时刻多个换流器共用的同一个直流电压的初始值；

为当前时刻共用同一个直流电压的多个换流器中的第i个换流器的直流电压允许最小值，所述直流电压允许最小值是所述第i个换流器的当前时刻的调制比与所述第i个换流器的直流电压关系曲线上，当前时刻的调制比等于1时的直流电压。