CN103887971A - 伏秒积分电缆补偿电路及其利用方法 - Google Patents

Abstract

本申请案涉及伏秒积分电缆补偿电路及其利用方法。电力转换器(例如，电池充电器)包括经配置以将源电压及电流递送到负载的电缆，其中预期所述电缆在负载电流增加时使某一电压下降。所述电力转换器还包括具有反馈调整晶体管的调节器，所述反馈调整晶体管经配置以在所述负载电流增加时逐渐地补偿所述下降的电缆电压。所述晶体管具有栅极电容及电阻，所述栅极电容及电阻形成经配置以在所述负载电流增加时对所述转换器的输出波形的伏秒乘积滤波以导出与所述负载电流相关的平均电压的积分器。所述调节器经配置以增加所述晶体管的栅极电压经过所述晶体管的阈值区且将所述晶体管逐渐地接通。所述晶体管经配置以施加耦合到所述调节器的反馈感测接点的调整电阻以增加所述源电压，从而补偿所述电缆电压降且改善负载电压调节。

Description

伏秒积分电缆补偿电路及其利用方法

优先权主张

本申请案请求在2012年12月21日提出申请的标题为“伏秒积分电缆补偿电路(Volt-second Integration Cable Compensation Circuit)”的第61／745,303号美国专利申请案的优先权，其教示内容以引用方式并入本文中。

技术领域

本发明一般来说涉及电池充电器及AC线适配器，所述AC线适配器在电压源与例如用于便携式电子装置(包括但不限于移动电话及智能电话)的充电器的负载之间具有电缆。

背景技术

反激导出式充电器及类似适配器(下文中一般地称为“转换器”)通常在电压源与负载之间具有电缆。此电缆在负载电流增加时下降某一电压，除非由源控制器集成电路(IC)补偿。使用来自调节器的次级侧的光学耦合的反馈的初级侧控制器不能并入有电缆补偿，因此通常在调节器外部完成此功能。光耦合的反馈通常称作电流隔离且防止输出与输入之间的连续导电路径。尽管使用光学反馈路径来调节递送到调节器输出的电压，但使用常见反馈环路机制不能完成检测由于电缆的线电阻所致的跨越其的电压降。此外，在没有其自己具有隔离的某种精心制作的额外电路的情况下，初级侧控制器通常不能够越权控制次级侧调节器的参考电压。

位于初级侧上的控制器通常采用初级侧调节(PSR)技术而基于指示负载电流的初级侧电流信息调整转换器的调节参考。然而，PSR遭受瞬时响应限制，其对于某些应用性能要求来说可为不适当的。而是，使用低成本次级侧分流调节器来产生光学耦合到基于反馈信号电平控制电力转换的初级侧控制器的误差信号。

发明内容

本发明的实施例包括电缆补偿电路。转换器具有经配置以在负载电流增加时补偿跨越电缆的电压降以增加及调节负载电压的调节器。所述调节器具有经配置以在所述负载电流增加时逐渐地补偿所述电缆的电压降的反馈调整晶体管。所述晶体管具有寄生电容及栅极电阻，所述寄生电容及栅极电阻形成经配置以在所述负载电流增加时对反激式输出波形的伏秒乘积滤波以导出与所述负载电流相关的平均电压的积分器。所述晶体管的栅极电压经配置以穿过所述晶体管的阈值区而增加且将所述晶体管逐渐地接通，且所述晶体管经配置以调整耦合到所述调节器的反馈感测节点的电阻以增加源电压以便在所述负载电流增加时补偿电缆电压降。

附图说明

为更完整地理解本发明及其特征，现在结合附图来参考以下说明，附图中：

图1是具有光耦合反激式调节器且无电缆补偿的转换器的局部示意图；

图2是具有光耦合反激式调节器及远程感测电缆补偿的转换器的局部示意图；

图3是具有光耦合反激式调节器及本地感测电缆补偿的转换器的局部示意图；

图4是具有光耦合反激式调节器及经放大感测电缆补偿的转换器的局部示意图；

图5是具有光耦合反激式调节器及V-s积分电缆补偿的转换器的局部示意图；

图6A及图6B是在主动电缆补偿之前的不具有负载的5W转换器板的参数的图表；

图7A及图7B是在V-s积分电缆补偿之后的具有负载的5W转换器板输出电压的参数的图表；

图8是在主动电缆补偿之前及之后的具有负载的5W负载板输入电压的参数的图表；

图9及10是描绘V_out及V_load处的电压的波形图；

图11是描绘响应于不具有补偿的负载阶跃的V_out及V_load的波形图；

图12是描绘响应于不具有补偿的去载阶跃的V_out及V_load的波形图；

图13是描绘响应于具有V-s积分补偿的负载阶跃的V_out及V_load的波形图；及

图14是描绘响应于具有V-s积分补偿的去载阶跃的V_out及V_load的波形图。

具体实施方式

下文所论述的图1到14及在本专利文件中用于描述本发明的原理的各种实施例仅以说明方式进行且决不应解释为限制本发明的范围。所属领域的技术人员将理解，可以任何类型的适合布置的装置或系统来实施本发明的原理。

图1是具有光耦合分流调节器电路12且无电缆补偿电路的反激式转换器10的局部示意图。在不具有电缆补偿的情况下，负载电压V_load在负载电流I_load通过电缆电阻R_wire增加时直接下降。虽然此电路可适合低电流设计，但其对于较高电流应用是不足的，因为V_load下降到不可接受的电压。

可见反激式转换器10包括输入变压器14，其接受脉动源电压Vs且将经变压、经整流且经滤波电压V_out耦合到电缆16。电缆16的线电阻在每一电缆线18上标记为R_wire，且每一线的相关联电压降标记为V_wire。电缆16的终端处的所递送负载电压为V_load，其为V_out-2V_wire。线18提供连续电路径，其中一者标记为正(+)线且另一者标记为负线(-)。

分流调节器电路12基于电缆16的近端处的V_out提供光耦合反馈误差信号FB。光学耦合器T1提供用于反馈信号FB的电流隔离。分流调节器电路12不计及电缆线18中的每一者的电阻R_wire，即使这些电阻R_wire形成与负载电流I_load成正比的电压降V_wire。分流调节器电路12从由具有增益k的电阻性分压网络电阻器R_fb1及R_fb2控制的V_out分接反馈信号，其中将所述反馈信号与由分流调节器Z₁确立的内部参考电压V_ref相比较。分流调节器Z₁产生与kV_out与V_ref之间的电压差成正比的电流以形成反馈误差信号FB，其调制功率级(未展示)工作循环以调节输出电压V_out。由于不存在电缆补偿，因此负载电压V_load在负载电流I_load增加时直接下降。调节器12还包括修整组件R_t1、R_opt及C_fb。

图2是具有光耦合分流调节器电路22的反激式转换器20的局部示意图，其包括远程感测电缆补偿网络。相同参考编号指代包括参照图1所描述的那些元件的相同元件。分流调节器22响应于电缆16的近端处的V_out以及经由线24从电缆16的负载电压V_load导出的远程感测电压V_rs两者。电压V_rs由一对远程感测电阻器R_rs1及R_rs2确立，所述对远程感测电阻器R_rs1及R_rs2在V_load的负端子与近端接地之间形成具有增益k的电阻性分压网络。有利地，晶体管T₁响应于V_out与V_rs之间的电压关系以形成光耦合反馈信号FB，其中电压参考V_rs为电缆电阻的函数。远程感测线24运载极少量电流且因此其电压降是可忽略的。此允许转换器20补偿电缆线18的电阻及其所得电压降。有利地，补偿随着电缆长度而自动地调整，这是因为其计及来自电缆线18的不同电阻的不同电压降。

图3是具有光耦合分流调节器32的反激式转换器30的局部示意图，其包括本地感测电缆补偿网络。特定来说，转换器30借助额外本地感测电阻R_sense来实施线性电缆补偿。在一些实施例中，本地感测电阻R_sense经设计为印刷电路板(PCB)铜的窄区段，其具有与电缆线电阻R_wire成正比的电阻。此转换器30比远程感测转换器20简单，但其可较不准确，不随着电缆长度而调整，且招致额外损失。

图4是具有光耦合分流调节器42的反激式转换器40的局部示意图，其包括经放大感测电缆补偿网络。特定来说，转换器40借助额外本地感测电阻R_sense及放大器44来实施线性电缆补偿。此方法使用较低值本地感测电阻器R_sense以减小损失，且使用放大器44来放大V_sense信号。在此方法中，补偿招致较高复杂性，不随着电缆长度而调整，且空载损失可增加。

图5是具有包括V-s积分电缆补偿的光耦合分流调节器52的反激式转换器50的局部示意图。特定来说，转换器50借助晶体管M₁(例如MOSFET晶体管)所支持的伏秒(V-s)积分来使用非线性电缆补偿。晶体管M₁具有寄生栅极电容C_iss以及电阻器R_INT1及R_INT2，寄生栅极电容C_iss以及电阻器R_INT1及R_INT2形成对反激式输出波形的伏秒乘积滤波以导出与输出电流I_load大体成比例的平均电压V_INT的积分器。在V_SEC的V-s乘积增加时，栅极电压V_INT穿过晶体管M₁的阈值区而增加且将晶体管M₁逐渐地接通，使得晶体管M₁作为响应将包括R_FB3的调整电阻施加到调节器52的反馈感测网络。作为响应，此将电压V_out增加所要的量。在整流之前调节器52从变压器14的次级侧分接电压V_sec且将其馈送到由电阻器R_int1及R_int2形成的电阻性分压网络。此电阻性分压网络之间的节点耦合到晶体管M₁的栅极。可凭经验选择R_int1及R_int2的值以借助晶体管M₁的C_iss形成积分器，其对V_sec的平均值求积分且将晶体管M₁逐渐地接通。

图6A及图6B是在实施主动电缆补偿之前的不具有负载的5W源转换器的参数的图表。参照图6A，其描绘展示使用不具有负载的5W(1A下的5V_out容量)源转换器板(使用具有如图1中所展示的调节器12的转换器10，调节器12不具有电缆补偿)的测试数据的图表。图6B展示使用具有如图5中所展示的调节器52的转换器50的不具有负载的测试数据，调节器52包括电缆补偿。如在此处可见，图5的调节器52的电缆补偿网络可本质上在空载操作性能上不产生差别。

图7A及图7B是在实施V-s积分电缆补偿之前及之后的具有负载的5W源板的参数的图表。参照图7A及图7B，其描绘展示使用具有负载的相同测试板的源电压测试数据的图表，从而比较使用不具有电缆补偿的调节器12(如图1中所展示)与使用包括电缆补偿的调节器52(如图5中所展示)的电路参数。这些图表图解说明在负载电流I_load增加时针对电缆线电阻的有利补偿。

图8是在主动V-s电缆补偿之前及之后的具有负载的5W测试板的参数的图表。所述5W测试板通过具有大约0.3欧姆的总电阻的电缆耦合到5W源转换器板。特定来说，所述图表图解说明对应于图7A及7B的具有及不具有用于操作参数的耦合的V-s电缆补偿的那些电流的电流下的负载电压V_load。图8图解说明使用补偿调节器52实现的有效电缆线补偿。

图9及10是依据针对两个不同输入参数关于负载电流绘制的图7A、7B及8的V_out及V_load下的电压的图。特定来说，图9及10图解说明描绘不具有电缆补偿的转换器10的V_out及V_load以及具有V-s电缆补偿调节器52的转换器50的V_out及V_load的曲线图。对于包括不具有电缆补偿的调节器12的转换器10，展示电压V_out及V_load在负载电流I_load增加时线性地减小，其中线A反映V_out且线B反映V_load，其不具有电缆补偿。尽管V_out由于一些源阻抗而稍微下降，但看到V_load由于电缆电阻而显著下降。对于具有V-s电缆补偿调节器52的转换器50，线C展示包括电压补偿的V_out在晶体管M₁针对高于0.5A的电流而接通时增加。类似地，线D展示包括电压补偿的V_load基于V_out而增加。线D展示V_load较紧密地跟随原始源电压V_out线A，即使是在负载电流增加时。

图11-14分别是描绘响应于不具有补偿的负载阶跃、响应于不具有补偿的去载阶跃、响应于具有补偿的负载阶跃及响应于具有补偿的去载阶跃的V_out的波形图。特定来说，展示不具有及具有主动电缆补偿(使用关于具有如图5中所展示的调节器52的转换器50所细述的V-s积分技术)的5W板上的负载阶跃。在所有情形中，顶部波形描绘以每格100mV的ac耦合V_out以展示瞬时响应细节，且底部波形描绘经由具有0.3欧姆总电阻的电缆到电子负载的输入处的每格5V的V_load。

图11将以100mV／div的ac耦合V_out展示为由于正1-A负载阶跃而不具有补偿的信号E。图13将V_out展示为由于相同正1-A负载阶跃而具有补偿的信号F。图12将V_out展示为由于负1-A负载阶跃而不具有补偿的信号G，且图14将V_out展示为由于相同负1-A负载阶跃而具有补偿的信号H。所展示的延迟为在进行到源的连接之后的电子负载响应时间，且注意，主动电缆补偿不影响瞬时响应。由于信号的ac耦合，未展示V_out的DC电平。

尽管以上说明已描述使用V-s积分的主动电缆补偿的特定实施例，但可对主动电缆补偿机制作出各种改变。举例来说，主动电缆补偿机制不限于与图5的电路一起使用。此外，图6A到14中所展示的操作特性仅为实例且不将主动电缆补偿机制限制于任何特定组操作特性。

陈述贯穿本专利文件使用的某些词语及短语的定义可为有利的。术语“耦合”及其派生词是指两个或两个以上元件之间的任何直接或间接连通，而不论那些元件是否彼此物理接触。术语“传输”、“接收”及“传递”以及其派生词涵盖信息的直接及间接传递。术语“包括”及“包含”以及其派生词意指包括而不限于。术语“或”为包括性的，意指及／或。短语“与……相关联”以及其派生词可意指包括……、包括在……内、与……互连、含有…、含在……内、连接到……或与……连接、耦合到……或与……耦合、可与……通信、与……协作、与……交错、与……并置、接近于……、粘合到……或与……粘合、具有……、具有……的性质、与……具有关系等等。

虽然本发明已描述某些实施例及大体相关联方法，但所属领域的技术人员将明了这些实施例及方法的更改及排列。因此，实例性实施例的以上说明并不界定或约束本发明。在不背离以上权利要求书所界定的本发明精神及范围的情况下，也可能有其它改变、替代及更改。

Claims (20)

1.一种供在转换器中使用的方法，所述转换器经配置以将源电压提供到在所述源电压与负载之间延伸的电缆，其中所述电缆在到所述负载的负载电流增加时使电缆电压下降，所述方法包含：

将输出波形提供到具有反馈调整晶体管的调节器，所述反馈调整晶体管经配置以在所述负载电流增加时逐渐地补偿所述下降的电缆电压；及

使用所述晶体管的栅极电容及电阻作为积分器以在所述负载电流增加时对所述转换器的输出波形的伏秒乘积滤波，以导出与所述负载电流相关的平均电压；

其中所述晶体管为信号级MOSFET且所述晶体管的栅极电压增加经过所述晶体管的阈值区且将所述晶体管逐渐地接通，所述晶体管施加耦合到所述调节器的反馈感测节点的调整电阻以增加所述源电压。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述转换器包含输入变压器，所述输入变压器接收输入电压且递送经整流次级输出电压及经整流次级分接电压，所述经整流次级分接电压用来形成耦合到所述晶体管的栅极的所述栅极电压。

3.根据权利要求2所述的方法，其中由耦合到所述经整流次级分接电压的电阻性分压网络来形成所述栅极电压。

4.根据权利要求2所述的方法，其中所述调节器耦合于所述经整流次级输出电压与接地之间且向所述晶体管提供反馈调整路径。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述晶体管具有耦合到所述调节器的所述反馈感测节点的漏极电压。

6.根据权利要求4所述的方法，其中至少部分地由耦合到所述经整流次级输出电压的电阻性分压网络来形成反馈感测电压。

7.根据权利要求4所述的方法，其中将反馈调整电阻器耦合于所述反馈感测电压与所述晶体管之间。

8.一种经配置以经由电缆将源电压及电流递送到负载的转换器，其中预期所述电缆在所述负载电流增加时使电缆电压下降，所述转换器包含：

调节器，其具有反馈调整晶体管，所述反馈调整晶体管经配置以在所述负载电流增加时逐渐地补偿所述下降的电缆电压，所述晶体管具有栅极电容及外部电阻，所述栅极电容及外部电阻形成经配置以在所述负载电流增加时对所述转换器的输出波形的伏秒乘积滤波以导出与所述负载电流相关的平均栅极电压的积分器；

其中所述调节器经配置以增加所述晶体管的栅极电压经过所述晶体管的阈值区且将所述晶体管逐渐地接通，所述晶体管经配置以施加耦合到所述调节器的反馈感测节点的调整电阻以增加所述负载电压。

9.根据权利要求8所述的转换器，其中：

所述转换器进一步包含输入变压器，所述输入变压器经配置以接收输入电压且递送经整流次级输出电压及经整流次级分接电压；且

所述经整流次级分接电压经配置以部分地用于形成所述晶体管的所述栅极电压。

10.根据权利要求9所述的转换器，其进一步包含整流器及电阻性分压网络，所述电阻性分压网络耦合到所述次级输出电压且经配置以形成所述栅极电压。

11.根据权利要求9所述的转换器，其中所述调节器耦合于所述经整流次级输出电压与接地之间且经配置以向所述晶体管提供反馈感测调整路径。

12.根据权利要求11所述的转换器，其中所述晶体管具有耦合到所述调节器的所述反馈感测节点的漏极电压。

13.根据权利要求11所述的转换器，其中反馈感测电压至少部分地由耦合到所述经整流次级输出电压的电阻性分压网络形成。

14.根据权利要求13所述的转换器，其中反馈调整电阻器耦合于所述反馈感测电压与所述晶体管之间。

15.根据权利要求8所述的转换器，其中所述调节器包括经配置以提供反馈误差信号以调节转换器输出电压的光学耦合器。

16.一种经配置以在使用电缆将负载电流递送到负载时调节源电压的调节器，其包含：

反馈调整晶体管，其经配置以在所述负载电流增加时逐渐地补偿下降的电缆电压，所述晶体管具有栅极电容及栅极外部电阻，所述栅极电容及栅极外部电阻形成经配置以在所述负载电流增加时对所述调节器的输出波形的伏秒乘积滤波以导出与所述负载电流相关的平均电压的积分器；

其中所述晶体管为信号级MOSFET且所述调节器经配置以增加所述晶体管的栅极电压经过所述晶体管的阈值区且将所述晶体管逐渐地接通，所述晶体管经配置以施加耦合到所述调节器的反馈感测节点的调整电阻以增加所述源电压。

17.根据权利要求16所述的调节器，其进一步包含整流器及电阻性分压网络，所述电阻性分压网络经配置以形成所述栅极电压，其中所述积分器经配置以对所述整流器的输出波形的伏秒乘积滤波。

18.根据权利要求16所述的调节器，其中外部电容连接于所述晶体管栅极与GND之间，以提供额外伏秒积分滤波。

19.根据权利要求16所述的调节器，其中所述调节器经配置以向所述晶体管提供反馈感测调整路径。

20.根据权利要求19所述的调节器，其进一步包含将所述晶体管的漏极耦合到所述调节器的所述反馈感测节点的反馈调整电阻。

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