CN103873086B - 校准 - Google Patents

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Abstract

用于校准变频器技术用于减少变频器的输出端处的基于泄露的直流分量。一种装置包括被布置为对输入信号执行变频的变频器、被布置为作用于变频器的输入端和输出端中的至少一个的可变负载以及被布置为检测变频器的输出信号的直流分量的检测器的装置中，在该装置中，顺序地设置可变负载的多个状态，观察针对可变负载的多个状态中的每个状态的直流分量之间的变化，以及并且调整影响变频器的输出信号的直流分量的至少一个参数，使得所观察到的变化被减少。

Description

校准
技术领域
本发明涉及用于变频器的泄漏校准。特别地，但是不排外地，本发明涉及用于变频器的校准的测量（包括方法、装置和计算机程序产品），以便减少在变频器的输出端处的基于泄漏的直流分量。
背景技术
在通信终端设备的接收机中，诸如用于蜂窝手机的无线电接收机，变频被执行以将无线电频率（RF）信号变换成基带（BB）或中频（IF）信号。这种变频通常是由将从信号源输入端的输入信号和本地振荡器（LO）信号混频来实现。这一基本原理被应用于不同类型的接收机架构，诸如例如直接变换和混频器第一（没有LNA）接收机架构。
图1示出直接变换接收机架构的示例性拓扑的示意图。
正如从图1所清楚地，接收的无线电信号由预先选择（带通）滤波器进行预先选择，并且所得到的预先选择的无线电信号在被下变频之前在低噪声放大器（LNA）中被放大。该下变频可以用由本地振荡器（LO）信号控制的两个下变频混频器（MIX）来执行，该本地振荡器信号被分成同相LO信号和具有90°相移的正交LO信号，以防止彼此之间信号边带混叠。在每个接收路径中，在由模数转换器（ADC）进行模数转换之前，信号由低通滤波器（LP）进行低通滤波，并且由放大器（AMP）进行放大，以使得对于ADC的信号电平是处于一个足够的电平上。
图2示出混频器第一（没有LNA）接收机架构的示例性拓扑的示意图。
正如从图2所清楚地，在预先选择（带通）滤波器和所得到的预先选择的无线电信号的进一步处理之间不存在有源放大器，诸如图1中的LNA。在其他方面，图2的拓扑对应于图1的拓扑，并且在每个接收路径中的处理与以上结合图1所描述的基本类似。
在上面所描述的两个接收机架构中，存在的问题在于，LO信号可能从混频器中泄漏（这有可能被分配给变频器），即LO泄漏信号分量可能在输入端处出现。如果这样，对应的LO泄漏信号分量将导致变频器的输出信号中的DC分量，其并不是基于静态DC偏移或者二阶线性（IIP2）效应，而是基于自动混频的效应。然而，这些不能够和由其他效应导致的DC分量区别开，例如，诸如温度相关的静态DC偏移或偶数阶非线性效应。
虽然这个问题也出现在直接变换接收机架构中，但是它在混频器第一（没有LNA）接收机架构中甚至更相关。这是由于在接收机输入端处缺乏诸如LNA的放大器，其导致缺乏对于朝向天线的LO泄漏的反向隔离，并且还缺乏用以增加混频器处的期望信号的电平的有源放大级。
由LO泄漏对接收机输入端导致的一个特定的问题是LO信号包含相位噪声，该相位噪声在接收机输入端处作为加性噪声出现，并且恶化接收机的噪声系数。图3示出图示了混频器第一（没有LNA）接收机架构中的接收机噪声系数对LO泄漏的图形。
正如从图3所清楚地，来自泄漏的LO相位噪声的接收机噪声系数的恶化随着接收机带宽的降低变得更差。对于LTE带宽模式1.4、3、5、10、15和20MHz，在每次LO泄漏时顺着这个顺序接收机噪声系数是更大的。例如，对于LTE5MHz模式的曲线，即从上数第三条曲线，示出在RFIC输入端处的-68dBm的LO泄漏将噪声系数增加到5dB，而在没有LO泄漏的时候RFIC的输入端处具有2.5dB噪声系数。
因此，窄带模式显得对LO泄漏（或相位噪声）更加敏感，因为大部分的相位噪声频谱被限定在甚至比1.4MHz更小的带宽中。换句话说，不管接收机带宽差别多少，贡献于LTE1.4MHz模式的绝对相位噪声基本上和用于LTE20MHz模式的相同，但是相对相位噪声随着接收机带宽的降低变得更大。
虽然变频器（或它的混频器）的校准能够减少LO泄漏，并且因此减少得到的DC分量，但是接收机不能够直接地感知它自己的LO泄漏，因为在基带上它变换到0Hz，并且结合来自其他源的DC偏移出现。所以，没有这种准确的校准是可行的，但是只有LO泄漏的“症状”（即得到的效应）能够被观察，并且校准能够基于在所观察的“症状”上增加相反的符号，导致了非准确的校准。
因此，需要用于变频器的泄漏校准的技术以便减少变频器的输出端处的基于泄漏的直流分量。
发明内容
本发明的各种实施例目的在于解决以上的争议和/或问题和缺陷的至少一部分。本发明的实施例的各种方面在所附的权利要求书中阐述。
根据本发明的第一方面，提供一种用于在无线电接收机处使用装置，该装置包括：
变频器，被布置为对输入信号执行变频；
可变负载，被布置为作用于该变频器的输入端和输出端中的至少一个；
检测器，被布置为检测该变频器的输出信号的直流分量；以及
控制器，被布置为
顺序地设置可变负载的多个状态；
针对可变负载的多个状态中的每个状态，观察由该检测器检测到的直流分量之间的变化；以及
调整影响变频器的输出信号的直流分量的至少一个参数，使得所观察到的变化被减少。
根据本发明的前述方面的装置可以包括至少一个处理器和至少一个存储器，其可以表示具有如本文中所解释的对应的功能的处理系统。例如，这种处理系统可以包括至少一个处理器和包括计算机程序代码的至少一个存储器（并且，可选地，至少一个被配置用于和至少另一个装置通信的收发机或接口），其中具有至少一个存储器和计算机程序代码的至少一个处理器，被布置/被配置以使得该装置如本文中所描述的那样来执行。
本机本发明的第二方面，提供一种用于控制装置的方法，该装置包括变频器，被布置为对输入信号执行变频，可变负载，被布置为作用于变频器的输入端和输出端中的至少一个，以及检测器，被布置为检测变频器的输出信号的直流分量，该方法包括：
顺序地设置可变负载的多个状态；
针对可变负载的多个状态中的每个状态，观察由该检测器检测到的直流分量之间的变化；以及
调整影响该变频器的输出信号的直流分量的至少一个参数，使得所观察到的变化被减少。
根据实施例，提供用于在无线电接收机处使用的装置，该装置包括：
变频装置，用于对输入信号执行变频；
可变负载装置，用于作用于变频器的输入端和输出端中的至少一个，
检测装置，用于检测该变频器的输出信号的直流分量；
用于顺序地设置可变负载的多个状态的装置；
用于针对可变负载的多个状态中的每个状态，观察由检测器检测到的直流分量之间的变化的装置；以及
用于调整影响变频器的输出信号的直流分量的至少一个参数，以使得所观察到的变化被减少的装置。
根据实施例，提供一种计算机程序产品，包括计算机可执行的计算机程序代码，该计算机程序代码在计算机化的设备上被执行时被配置为使得该计算机化的设备实现根据本发明的前述的方法相关的方面的方法。
例如，这种计算机程序产品可以包括或被实现为（有形的）计算机可读（存储）介质等，计算机可执行的计算机程序代码存储在其上，和/或程序可以是被直接地加载到计算机的内部存储器或其处理器上。
根据实施例，根据一种方法，其本质上按照参考附图和由附图所图示而在本文所描述的任何示例。
根据实施例，根据一种装置，其本质上按照参考附图和由附图所图示而在本文所描述的任何示例。
本发明的前述示例方面的进一步有利的开发或修改形式将在下面阐述。
借助于本发明的任何一个前述示例方面，提供一种用于变频器的校准的技术，用于减少变频器的输出端处的基于泄漏的直流分量。
因此，通过本发明的实施例，在变频器泄漏校准方面实现了提高和/或改善。
根据仅通过参考附图进行的示例而给出的本发明的优选实施例的以下描述，本发明的另外的特征和优势将变得清楚。
附图说明
图1示出直接变换接收机架构的示例拓扑的示意图，本发明的实施例可应用于该架构；
图2示出混频器第一接收机架构的示例拓扑的示意图，本发明的实施例可应用于该架构；
图3示出图示了在混频器第一接收机架构中接收机噪声系数对LO泄漏的图形；
图4示出图示了根据本发明的实施例的装置的示意方框图；
图5示出根据本发明的实施例混频器第一接收机架构的第一示例拓扑的示意图；
图6示出根据图5的示例拓扑中的耦合元件的电路架构的示意图；
图7示出根据图5的示例拓扑中的可变输入负载元件的电路结构的示意图；
图8示出根据图5的示例拓扑中的混频器部分和可变输出负载元件的电路结构的示意图；
图9示出根据本发明的实施例的混频器第一接收机架构的第二示例拓扑的示意图；
图10示出根据本发明的实施例的混频器第一接收机架构的第三示例拓扑的示意图；
图11示出根据本发明的示意性实施例的混频器第一接收机架构的第四示例拓扑的示意图；
图12示出根据本发明的实施例的混频器第一接收机架构的第五示例拓扑的示意图；
图13示出根据本发明的实施例的第一示例过程的流程图；
图14示出根据本发明的实施例的第二示例过程的流程图；以及
图15示出根据本发明的实施例的第三示例过程的流程图。
具体实施方式
将在下文中描述本发明的示例方面。更特定地，将在下文中参照特别的非限制示例，描述本发明的示例方面。本领域的技术人员将意识到，本发明绝不限于这些示例，并且可以被更加广泛地应用。
将注意，本发明和它的实施例的下面的描述，出于示例的目的主要参照被用作非限制示例的解释。如此，本文中给出的实施例的描述特定地参照和其有关的术语。这样的术语只用于所呈现的非限制示例的上下文中，并且自然地不以任何形式限制本发明。
特别地，本发明和它的实施例可以被应用于在任何（类型的）应用领域中可操作的任何（类型的）无线电接收机中。例如，这些应用领域包括任何无线电系统，无线电通信系统以及雷达和卫星系统。例如，本发明和它的实施例可以被应用于操作3GPP蜂窝系统，以及其他无线电系统，诸如定位系统（例如，GPS、GLONASS、伽利略等），连通性无线电系统，诸如WLAN和/或蓝牙，测量系统，盗窃报警系统等。
在下文中，本发明的各种实施例和实施以及它的方面或实施例使用几个替代方案来描述。通常将注意，根据某些需要和限制，所有描述的替代方案可以单独的或以任何可想得到的组合被提供（还包括各种替代方案的个别特征的组合）。
根据本发明的实施例，一般地说，提供了一种这样的技术的测量，该技术用于变频器的校准，以便减少在变频器的输出端处的基于泄露的直流分量。
图4示出图示根据本发明的实施例的装置的示意方框图。
如图4所示，根据本发明的实施例装置包括变频器，被布置为对输入信号（来自信号源，例如，其可能包括天线、双工器、RF滤波器、巴伦等）执行变频；可变负载，被布置为作用于变频器的输入端和输出端中的至少一个；检测器，被布置为检测变频器的输出信号的直流分量；以及控制器，被布置为控制变频器、可变负载和检测器，并且从检测器中获取检测到的直流（DC）分量。
如下面所解释的，控制器被布置为校准变频器。在这种校准中，该控制器被布置为顺序地设置可变负载（即可变输入负载和/或可变输出负载）的多个状态，以针对可变负载的多个状态中的每个状态观察由检测器检测到的直流（DC）分量之间的变化，并且调整影响变频器的输出信号的直流（DC）分量的至少一个参数，使得观察到的变化被减少。
所得到的根据本发明的实施例图示的装置被专门使用在无线电接收机处，例如蜂窝手机、雷达设备、卫星设备等的无线电接收机，但是独立于接收机部件或接收机的技术实现。也就是说，得到的本发明的实施例图示的装置同等地可应用于任何接收机架构，诸如，例如直接变换和混频器第一（没有LNA）接收机架构。例如，根据图4，变频器可以包括根据图1的两个混频器（以及潜在地关联的LO变频器），或者根据图2的四个混频器（以及潜在地关联的宽范围频率变频器）。
所得到的根据本发明的实施例所图示的负载装置可以是可变输入负载和/或可变输出负载，如下文所述。虽然被分开图示，但是将注意，可变负载（即可变输入负载和/或可变输出负载）可以作为频率转化器的部件（例如混频部分或其混频器）实施。
所得到的根据本发明的实施例所图示的变频器可以包括混频部分。变频器的输出信号的DC分量可能由变频器的本地振荡器（LO）信号和本地振荡器（LO）信号的泄露信号分量的混频结果产生，该泄露信号分量出现在变频器的输入端，并且与作用于变频器的输入端的可变负载相互作用。
所得到的根据本发明的实施例所图示的控制器装置可以包括至少一个处理器和至少一个存储器，因此表示具有如本文中所解释的相应功能的处理系统。
在下面，为了清楚和简单起见，仅通过示例，参考在变频器中具有两个混频器（即2-相位LO变频器）的混频器第一（没有LNA）接收机架构来解释根据本发明的实施例的各种拓扑和功能，当然没有将本发明的实施例的可应用性限制到这种接收机架构中。如上所述，将注意，本发明的实施例同等地可应用于直接变换接收机架构，和/或例如具有在变频器中2、4、8、16等个混频器（即2-、4-、8-、16-相位LO变频器）的混频器第一（没有LNA）接收机架构。
将注意，在图5至图12中所图示的示例拓扑意图作为只用于解释性目的的图示性示例，但是所得到的示例拓扑的（真实世界的）实施，可能通过包括附加的元件（诸如例如具有RF滤波器或平衡/匹配单元的不同的前端配置）而更复杂。也就是说，只有这些元件在各自的拓扑中被图示，这些元件直接地涉及或被关联于本发明的实施例。
图5示出根据本发明的实施例混频器第一接收机架构的第一示例拓扑的示意图。将注意，除了信号源之外的所有的元件可以在RFIC、调制解调器芯片等上实施。
如图5所示，在变频器的输入端（由同相混频器和正交混频器以及他们的相关联的LO输入端来示例）处，通过包括天线和RF滤波器（诸如双工器）的信号源接收的无线电信号通过可变输入负载被输入到变频器。LO输入端包括来自LO变频器或缓存器（div）的对应的耦合（cpl）元件，其执行LO源信号（来自（倍频）合成器）的相移，以便产生用于同相混频器和正交混频器的LO信号。在变频器的输出端，即在对应两个混频器的每个输出支路上，输出信号在通过可变输出负载之后，在最终输出到数字数据路径等之前，经过低通（LP）滤波、A/D转换。在输出信号中包含DC分量，该DC分量起因于变频器中的静态偏移和/或自混频效应（如下面所解释的）和/或二阶线性（IIP2）效应（即大的接收信号或发射泄露的不期望的校正）。
在校准期间，输入信号可以由控制器（没有示出）连接于混频器的输入端或从其断开。因此，除了LO泄露信号之外，在变频器的输入端可能有或可能没有接收的来自信号源的无线电信号。像以上对于接收的无线电信号所概述的那样处理信号（即具有或不具有接收的无线电信号（的叠加）的LO泄露信号）。除此之外，在变频器的输出端处，分别由每个输出支路中的检测器（det）对信号进行DC分量的检测或测量。从检测器中检测/测量的DC分量被提供给控制器（没有示出），该控制器观察对于可变输入和输出负载的不同状态的输出信号的DC分量的变化，并且调整涉及变频器的一个或多个参数，使得观察到的变化被减少。
检测到的/测量到的DC分量可能起因于在变频器中的静态偏移和/或自混频效应。自混频效应起因于一个或多个下述的自混频，同相LO信号和它自己对于混频器输入的泄露之间的自混频，正交LO信号和它自己对于混频器输入的泄露之间的自混频，同相LO信号和结合一些相移（例如在天线上的反射）的正交LO信号的泄露之间的自混频，以及正交LO信号和结合一些相移（例如在天线上的反射）的同相LO信号的泄露之间的自混频。
通过由控制器顺序地设置可变负载（即可变输入和/或输出负载）的不同状态，即适时地改变应用于频率混频器上的负载，静态偏移（甚至有LO泄露的存在）和自混频效应（由于LO泄露的存在）能够互相之间被分离。如下文所述，可变负载的不同状态中的任何一个状态可以和连接或断开的输入信号（即接收的无线电信号）一起应用。
因此，主体装置或接收机（即其控制器）可以执行临时的重新校准/校准，即用预先确定的定时（例如周期地），或在被要求或被期望时，即在确定要求重新校准/校准时。虽然在这里没有被限制，但有利地是，以临时的/基于定时的形式在正常操作期间（即，输入信号被连接至变频器）执行重新校准/校准，以及以需求或基于期望的形式在正常操作之外（即，输入信号从变频器断开）执行重新校准/校准（以使得只在有利时中断正常操作）。
为了执行只在有利时这种正常操作的中断，控制器可以基于所观察的LO泄露的幅度来确定校准（即变化观察和参数调整）的需求（或期望）。也就是说，控制器可以检查可能要求重新校准/校准的强LO泄露的存在，例如，在观察到的LO泄露超过了一个预先确定的阈值时，环境条件以预先确定的形式改变。也就是，可以仅在这种要求（或期望）被确定时，启动和执行重新校准/校准（并且输入信号可以被断开）。
因此，影响（对应的）DC分量的参数/多个参数可以相应被调整，以使得在不同的负载状态之间观察到的变化被减少。如图5中所指示的，这种参数可以是下述参数的任何一个，同相混频器或至LO变频器的其耦合元件的参数、正交混频器或至LO变频器的其耦合元件的参数、和/或LO变频器的参数（例如，对于每个变频器输出端的工作周期）。特别地，这些参数可以是下述参数中的任何一个，在同相混频器处的静态DC偏移（不存在LO信号，因此不影响LO泄漏）、在正交混频器处的静态DC偏移（不存在LO信号，因此不影响LO泄漏）、在同相混频器处的失衡（影响在同相支路上的LO泄露）、在正交混频器处的失衡（影响在正交支路上的LO泄露）、在同相混频器处的静态DC偏移（存在LO信号）、以及在正交混频器处的静态DC偏移（存在LO信号）。如果证明只存在LO信号导致在混频器输出端处DC分量变化，而不管可变（输入和/或输出）负载，则后面的参数，即存在LO信号时的静态DC偏移，特别地相关，并且因此和不存在LO信号时“小的信号”静态DC偏移相比，可以被认作“大的信号”静态DC偏移。
根据上面描述的参数，可以以各种方式影响根据本发明的实施例的参数调整。作为一个示例，可以执行和参数的数目相等的一些测量，并且可以求解对于参数的线性方程组（即和参数的数目相同）。作为另一个示例，可以执行比参数的数目更多的测量，并且使用对于以参数的数目的方程组的最小平方解发现参数，该方程组将参数和测量结果联系起来。
图6示出在根据图5的示例拓扑中的耦合元件的电路结构的示意图。
根据图6的示例耦合元件可以被用作用于根据图5的拓扑中的同相混频器和/或正交混频器的耦合元件。在其中，左边的支路可以控制各自的混频器的前向混频路径，并且右边的支路可以控制各自的混频器的反向混频路径。打开两个开关，并且设置VA、VB为低电平（例如0V）禁用了各自的混频器，而闭合两个开关启用了各自的混频器，其中VA、VB是混频器的可调整（失衡）参数。这些开关的切换状态和这些电压源的数值可以在图5的拓扑中由控制器（没有示出）控制。
根据本发明的实施例，控制这些开关的切换状态（即切换）改变频率混频器的配置，并且控制这些电压数值的数值（即调谐）调整变频器的对应的参数。
图7示出在根据图5的示例拓扑中的可变输入负载元件的电路结构的示意图。
根据图7的示例可变负载元件可以根据用作根据图5的拓扑中的可变输入负载。在其中，开关连接在变频器的输入端（其混频器部分）和频率混频器的输入信号的信号源之间，这使得能够连接来自信号源的输入信号/能够从其断开。进一步，并联于变频器的输入端（其混频器部分）连接变频器的输入端的短路开关、可切换的分流电阻以及可切换的电容器。
因此，提供用于连接来自信号源的输入信号和断开其的一个开关，它的切换状态在图5的拓扑中可以由控制器（没有示出）控制。进一步，提供3个开关S1、S2和S3，它们的切换状态在图5的拓扑中可以由控制器（没有示出）控制。如果它作为朝向RF输入端的理想的电压源，则全部打开这三个开关在变频器的输入端处导致高阻抗负载或输入终止，因此LO泄露被最大化。如果它面向RF输入端作为理想的电流源，闭合开关S3在变频器的输入端导致低阻抗负载或输入终止，由此LO泄露被最大化。可替换地，闭合开关S2可以实现相同的结果，不会导致DC电平的变化。如果变频器（即其任何的混频器）是平衡的，并且不会造成对RF输入端的LO泄露，则打开/闭合开关S1、S2（和S3）不会引起LO泄露电平的任何变化，并且所以（在和LO信号混频后）在变频器的输出端处的DC电平不会有任何变化。
根据本发明的实施例，控制这些开关的切换状态（即切换）改变可变负载的状态。
图8示出在根据图5的示例拓扑中的混频器部分和可变输出负载元件的电路结构的示意图。
根据图8的示例电路结构可以被用于根据图5的拓扑中的混频器和用作可变输出负载。在其中，Vbg1...4表示背栅电压（作为混频器的参数），以及RL1/2、CL1/L2/L3、i1/2表示形成混频器偏差和负载网络的部件的参数（其中RL1/2、CL1/L2、i1/2表示混频器的参数）。其中任何一个能够被切换或被改变/被调整以在变频器的输出端实施可变负载。例如，由开关S4断开CL3将增加朝向LO泄露的输出阻抗。从LO输入端到BB输出的LO泄露电流在开关打开时可以造成更高的电压摆动，并且因此导致朝向RF输入端的更强的泄露。如果参数（即背栅电压）被调整以使得LO至输出端泄露被抑制，打开或闭合开关S4没有差别，对RF输入端的LO泄露保持不变，并且在输出端处的DC电平保持不变。这个开关的切换状态和这些可调谐元件的数值在图5的拓扑中可以由控制器（没有示出）控制。
如图8所示，被布置为作用于变频器的输出端的可变负载（即可变输出负载），可以包括（至少）并联连接至变频器的输出端可切换的电容。因此，提供在变频器的输出端处的可变输出终止。
根据本发明的实施例，控制这个开关的切换状态（即切换），和/或控制（至少）CL3的数值（和/或RL1/2、CL1/L2、i1/2中的任何一个）改变可变负载的状态。进一步，控制Vbg1...4、RL1/2、CL1/L2、i1/2中的任何一个的数值（即调谐）调整变频器的对应的参数。
虽然没有特定地被图示，但是参考根据图8的示例拓扑，变频器的配置可以由控制器（没有示出）设置，因为在变频器的混频器的任何一个输出端处的电流源（i1、i2）能够被设置为期望的直流数值。
例如，各种混频器配置可以如下设置，设置i1为400μA和i2为400μA，设置i1为400μA和i2为450μA，设置i1为450μA和i2为400μA，或者设置i1为450μA和i2为450μA。
进一步，参考根据图8的示例拓扑，变频器的配置可以由控制器（没有示出）设置，因为变频器的混频器的所得到的示例的可调谐部件（Vbg1...4、RL1/2、CL1/L2、i1/2）中的任何一个能够被设置为期望的直接数值。
图9示出了根据本发明的实施例混频器第一接收机架构的第二示例拓扑的示意图。
如图9所示，在这个示例拓扑中只提供被不布置为作用于变频器的输入端的可变负载（即可变输入负载）。进一步，指示了可变负载和检测器（即在两个输出支路上的检测器）的定时控制。
关于可变输入负载，应当指出，可变负载（的状态）通过切换操作是可被改变的。
关于定时控制（其由控制器执行，由图9中的虚线框所指示），控制可变（输入）负载和检测器，使得可变负载（的状态）被顺序地改变，并且在校准期间对于各自的可变负载（的状态）的改变，检测/测量在变频器的输出信号中的DC分量。这种定时控制可以基于测试/切换模式，其被示例性地指示为矩形波形。
波形模式可以是预先确定的频率，例如正弦波的频率或矩形波的基础频率。此外，波形模式还可以由比特序列表示，诸如伪随机比特序列，以及在变频器的输出端处的自混频结果可以通过将变频器的输出信号和比特序列进行相关来检测。
通过这种定时控制，可以实施在变频器的输出端处的自混频结果的相关检测（例如通过和测试/切换模式相乘和积分，与通过增加积分时间增加准确性的可能性相乘）。
图10示出根据本发明的实施例混频器第一接收机架构的第三示例拓扑的示意图。
如图10所示，可变输入负载可以包括开关，该开关将变频器的输入端连接到至少一个天线上（通过对应的RF滤波器、双工器、巴伦等），即至少一个信号源。因此，可以提供可变输入终止作为独立于信号源（例如，天线）的可变负载，因此使得在校准期间不引起LO泄露的辐射，而右侧开关可以被考虑为低欧姆分流电阻。例如，在实际的RFIC上，例如为了支持几个带宽，图示的开关可以被用于将一个RFIC输入端切换到多个双工器。
图11示出根据本发明的实施例混频器第一接收机架构的第四示例拓扑的示意图。
如图11所示，变频器的配置可以由控制器（没有示出）设置。也就是说，变频器的一个混频器可以通过将恒定信号供应给它的LO输入端（替代它的专用的LO信号）而被禁用，而变频器的另外一个的混频器可以被启用。因此，对于被禁用的混频器，不会引起LO泄露（通过它的LO信号），并且因此对于被启用的混频器的LO泄露（通过它的LO信号）在它对变频器的输出端处DC分量的影响的方面可以被隔离。
根据图11，在示例配置中，同相混频器的LO信号被提供给同相混频器的LO输入端，而预先设定的恒定信号被提供给正交混频器的LO输入端。在这种配置中，在校准期间针对可变负载的各自的状态检测在同相混频器的输出端处的输出信号的DC分量，并且基于检测到的DC分量的观察到的变化而调整同相混频器的至少一个参数。
该配置可以同等地反之亦然。也就是，正交混频器的LO信号被提供给正交混频器的LO输入端，而预先设定的恒定信号被提供给同相混频器的LO输入端。在这种配置中，在校准期间针对可变负载的各自的状态检测在正交混频器的输出端处的输出信号的DC分量，并且基于检测到的DC分量的观察到的变化而调整正交混频器的至少一个参数。
变频器的这种配置还能够被应用在它的如下校准中。首先，对于两个混频器，抑制LO信号的供应（通过将预先设定的恒定信号供应给两个混频器的LO输入端），并且在不存在它们的LO信号的情况下，分别测量两个混频器的静态DC偏移。其次，逐一测量两个混频器的LO泄露。为此，按照根据图11所图示的配置，同相混频器的LO信号被提供给同相混频器的LO输入端，而预先设定的恒定信号被提供给正交混频器的LO输入端，并且在校准期间针对可变负载的各自的状态检测在同相混频器的输出端处的输出信号的DC分量，因此观察由同相混频器的可变输入终止引起的变化，作为第一测量。然后，与根据图1所图示的配置相反，正交混频器的LO信号被提供给正交混频器的LO输入端，而预先设定的恒定信号被提供给同相混频器的LO输入端，并且在校准期间针对可变负载的各自的状态检测在正交混频器的输出端处的输出信号的DC分量在校准期间对于可变负载的各自的状态被检测，因此观察由正交混频器的可变输入引起的变化，作为第二测量。于是，基于两个混频器的测量到的静态DC偏移以及第一和第二测量的检测到的直流分量的观察到的变化，即第一和第二测量，调整至少一个参数，。就这一点而言，将注意，第一和第二测量还可以以不同的时间序列执行。
图12示出根据本发明的实施例混频器第一接收机架构的第五示例拓扑的示意图。
如图12所示，变频器的配置可以由控制器（没有示出）设置。也就是说，变频器的所有混频器可以通过将相同的LO信号供应给他们的LO输入端而分别被启用。使用相同的LO信号（即没有90°相移）运行两个同相和正交混频器允许在变频器的输出端处的相移反射的隔离。
在根据图12的示例配置中，同相混频器的LO信号被供应给同相和正交混频器这二者。然而，配置可以同等地反之亦然，因为正交混频器的LO信号被供应给同相和正交混频器这二者。
变频器的这种配置能够如下被应用在它的如下校准中。首先，同相/正交混频器的LO信号被供应给两个混频器，并且针对可变负载的各自的状态检测在混频器中的至少一个混频器的输出端处的输出信号的DC分量，作为第一测量。其次，同相混频器的LO信号被供应给同相混频器，并且正交混频器的LO信号被供应给正交混频器，并且针对可变负载的各自的状态检测在混频器中的至少一个混频器处的输出端处的输出信号的DC分量，作为第二测量。然后，基于第一和第二测量的检测到的DC分量的观察到的变化，即基于第一和第二测量，调整至少一个参数。
根据以上，可以实施根据本发明的实施例的各种过程，即通过控制器进行的对应控制操作来实现。
图13示出根据本发明的实施例的第一示例过程的流程图。
如图13所示，根据本发明的实施例的过程包括操作（S1310），顺序地设置可变负载的多个状态，（S1320），针对可变负载的多个状态中的每个状态，观察在变频器的输出端处的直流分量之间的变化的操作，以及操作（S1330），调整影响变频器的输出信号的直流分量的至少一个参数，使得观察到的变化被减少。
虽然在图13中没有示出，但是根据本发明的实施例的过程可以附加地包括将输入信号从变频器的输入端断开的操作，该操作可以在图13的操作S1310至S1330之前发生。特别地，对应的过程可以是使得在输入信号被断开的情况下，执行图13的操作S1310至S1330中的一个或多个操作。例如，输入信号可以被断开作为在可变负载设置的过程中的可变负载的状态之一，输入信号可以在可变负载设置之前被断开，并且可以在对变化进行观察之后或在参数调整之后被重新连接。
图14示出根据本发明的实施例第二示例过程的流程图。
如图14所示，除了根据图13的过程的操作（即，操作S1420、S1430、S1440各自对应操作S1310、S1320、S1340），根据本发明的实施例的过程包括操作（S1410），设置变频器的配置，针对该配置观察直流分量的变化。也就是说，变频器的校准可以以/针对其特定的配置来执行，诸如结合上面图8、11和12中所描述的那些。
虽然在图14中没有示出，但是根据本发明的实施例的过程可以附加地包括将输入信号从变频器的输入端断开的操作，该操作可以在图14的操作S1410至S1430之前发生。特别地，对应的过程可以是使得使得在输入信号被断开的情况下，执行图14的操作S1410至S1430中的一个或多个操作。例如，输入信号可以被断开作为在可变负载设置的过程中的可变负载的状态之一，输入信号可以在可变负载设置之前被断开（在配置设置之前或之后），并且可以在对变化进行观察之后或在参数调整之后被重新连接。
图15示出根据本发明的实施例的第三示例过程的流程图。这一程序是特别地可应用于具有包括同相混频器和正交混频器的变频器的装置，该变频器如在图5和图8至图12中所示例性地图示的。
如图15所示，根据本发明的实施例的过程包括将输入信号从变频器的输入端断开的操作，通过单独地逐一校准变频器的两个混频器而校准变频器的操作，以及在完成变频器（也就是其中的两个混频器）的校准之后，将输入信号重新连接/连接到变频器的输入端的操作。虽然流程图以示例的顺序描述混频器的校准，但是在不背离本发明的前提下顺序可以被自由地选择。
在混频器的校准中，待校准的混频器被启用，而另一个混频器被禁用（例如，如上面结合图6和图11所描述的）。在这种配置中，通过针对变频或它的混频器的一组配置（即，针对其各种参数）的每个配置（即，针对可变负载的每个状态）测量DC电平和其中的差别/变化，来校准被启用的混频器，选择导致最小DC电平差别的配置（即参数集），并且使用所选择的配置（即参数集）来配置变频或它的混频器。
在DC电平差别/变化的测量中，可变负载用预先定义的状态以预先确定的次数重新配置/配置（例如，前面描述的开关S1至S4的切换状态），例如，如图15所示例的三次，对于每个可变负载重新配置/配置，测量输出端处的DC电平，并且基于所得到的测量到的针对每个可变负载重新配置/配置的DC电平，以预先设定的方式测量/观察DC电平的差别/变化。例如，如图15所示例，可以根据预先设定的个数的DC电平测量数值中的最大值和预先设定的个数的DC电平测量数值中的最小值之间的差别，确定DC电平的差别/变化。
例如，各种可变负载配置/状态可以通过开关S1至S4的如下切换状态来设置：{打开、打开、打开、闭合}，{打开、打开、打开、打开}，和{打开、闭合、打开、闭合}。其他可能的可变负载配置/状态可以使用开关的不同组合，例如选择在给定的拓扑中对于给定数量的LO泄露导致最大DC电平的差别/变化（例如，这能够通过实验发现）的那些开关。
借助于本发明的实施例，如上面所解释的，提供用于校准变频器的技术，以便减少在变频器的输出端处的基于泄露的直流分量，因此在对变频器的泄露校准方面实现了提高和/或改善。因此，对于所得到的校准的变频器，LO泄露以及二阶线性（IIP2）能够得以改善，并且变频器（或者包括其的接收机或接收机部件）的任何基于泄露的性能恶化能够被减少。
根据本发明的实施例的校准技术基于待校准的变频器处的/针对其的可变负载的供应和时变操作，以及基于得到的针对变频器的输出端处的可变负载的不同操作状态的DC分量中观察到的变化的参数调整。通过可变负载的时变操作，可以通过相应地参数调整来研究和解决影响在变频器的输出端处的DC分量（由于通过失衡地变频器的LO泄露）的机制/效应/贡献者（的组合）。参照以上的示例，一种机制/效应/贡献者对应于LO信号的自混频结果，其能够通过可变负载的适时变化和静态DC偏移相分离，另一种机制/效应/贡献者对应于变频器的多个混频器之外的单个混频器的影响，其能够通过（附加地）禁用其他混频器而被分离；以及又一种机制/效应/贡献者对应于相移反射，其能够通过（附加地）将相同的LO信号（具有相同相位）供应给变频器的所有混频器而分离。
因此，变频器的准确校准能够被实现，甚至不需要直接地感知它自己的LO泄露。这种校准是有效的，因为变频器在它的输出端处引起DC偏移的实际失衡可能是固定的（替代仅对LO泄露的被观察的“症状”添加相反的符号）。
根据本发明的实施例的校准技术独立于对应的装置的实际使用。因此，这种校准能够在生产阶段通过在片测试执行，因此使得具有不足够的性能的样本能够甚至在包装之前被认出并分类。
根据本发明的实施例的装置可应用于任何无线电接收机或任何无线电接收机部件，例如，任何通信终端设备的无线电接收机（部件)，例如其可以使用包括分集接收机架构在内的任何载波/带宽/分集的组合进行操作。因此，本发明的实施例可应用于任何最近的或未来的具有单载波或多载波传输场景的无线电系统。
一般地说，本文中所描述的各自的设备/装置（和/或其中的部分）可以表示用于执行各自的操作和/或展示各自的功能的装置，并且/或者各自的设备/装置（和/或其中的部分）可以具有用于执行各自的操作和/或展示各自的功能性的功能。
一般，将注意，根据上述示例的各自的功能块或元件能够通过任何已知的方式来实施，各自地以硬件和/或软件/固件实施，如果它只适于执行各自的部件的所描述的功能。
一般地，诸如接收机电路的部分或其他电路装置的任何结构的装置可以参照下述中的一个或多个：（a）纯硬件电路实施（诸如纯模拟和/或数字电路中的实施）以及（b）电路和软件（和/或固件）的组合，诸如（如果适用的话）：（i）处理器（多个）的组合或（ii）处理器（多个）/软件的部分（包括一起工作以使得诸如移动电话或服务器的装置执行各种功能的数字信号处理器（多个）、软件和存储器（多个）），以及（c）要求软件或固件用于操作的电路，诸如微处理器（多个）或微处理器的一部分，即使软件或固件是物理上不存在的。而且，它还可以涵盖仅处理器（或多个处理器）或处理器的部分和它的（或它们的）附带的软件和/或固件、任何集成电路等的实施。
一般地，在不改变本发明的想法的前提下，任何过程步骤或功能适于作为软件/固件或通过硬件来实施。这种软件可以是软件代码独立的，并且可以使用任何已知的或未来开发的程序设计语言指定，这些程序涉及语言诸如例如Java、C++、C和汇编程序，只要由方法步骤所定义的功能性被保留。这种硬件可以是硬件类型独立的，并且可以使用任何已知的或未来开发的硬件技术或他们的任何组合来实施，这些硬件技术诸如MOS（金属氧化半导体）、CMOS（互补MOS）、BiMOS（双极MOS）、BiCMOS（双极CMOS）、ECL（发射极耦合逻辑)、TTL（晶体管-晶体管逻辑)等，使用例如ASIC（专用IC（集成电路））部件、FPGA（现场可编程门阵列）部件、CPLD（复杂可编程逻辑器件）部件或DSP（数字信号处理器）部件。设备/装置可以由半导体芯片、芯片组或包括这种芯片或芯片组的（硬件）模块来表示；然而，这没有排除如下的可能性，该可能性即设备/装置或模块的功能性，不用硬件而用（软件）模块中的软件来实施，诸如包括用于在处理器上执行/运行的可执行软件代码部分的计算机程序或计算机程序产品。设备可以被看作设备/装置或多于一个设备/装置的集合，例如，无论在功能上彼此协作，或者在功能上彼此独立仅在同一个设备外壳中。
从给出的描述的意义上，软件包括这样的软件代码，其本身包括用于执行各自的功能的代码装置或部分或计算机程序或计算机程序产品，以及在其可能的处理期间实现在有形介质上或者实现在信号或者芯片中的软件（或计算机程序或计算机程序产品），该有形介质诸如具有存储在其上的各自的数据结构或代码装置/部分的计算机可读（存储）介质。
装置和/或部件或其中的部分能够作为单独的设备实施，但是这并没有排除他们可以在整个系统中以分布式的方式实施，只要设备的功能性被保留。这样的以及类似的原理被认为对技术人员是已知的。
本发明还涵盖了以上所描述的功能和结构的特征的任何可想到的组合，以及以上所描述的任何节点、装置、模块或元件的任何可想到的组合，只要以上所描述的功能和结构的配置的概念是可应用的。
根据本发明的实施例，提供用于校准变频器的技术，以便减少在变频器的输出端处的基于泄露的直流分量。一种装置包括被布置为对输入信号执行变频的变频器、被布置为作用于变频器的输入端和输出端的至少一个的可变负载、以及被布置为检测变频器的输出信号的直流分量的检测器，在该装置中，顺序地设置可变负载的多个状态，观察针对可变负载的多个状态中的每个状态的直流分量之间的变化，并且调整影响变频器的输出信号的直流分量的至少一个参数，使得观察到的变化有所减少。
以上实施例被理解为本发明的图示性示例。设想到了本发明的其他实施例。将理解，结合任何一个实施例所描述的任何特征可以被单独地使用，或者和所描述的其他特征结合使用，并且还可以结合任何其他实施例的一个或多个特征或者任何其他实施例的任何组合来使用。另外，以上没有描述的等同形式或修改形式还可以在不背离本发明的范围（在所述权利要求书中定义）情况下被采用。
缩写和全称列表：
3GPP 第三代合作伙伴项目
ADC 数模转换器
AMP 放大器
BB 基带
BW 带宽
DC 直流
GLONASS 格罗纳斯
GPS 全球定位系统
IC 集成电路
IF 中频
IIP2 2阶输入截点
LO 本地振荡器
LNA 低噪声放大器
LP 低通（滤波器）
LTE 长期演进
MIX 混频器
NF 噪声系数/因数
PN 相位噪声
RF 无线电频率
RFIC 无线电频率集成电路
WLAN 无线局域网

Claims (16)

1.一种装置，所述装置包括：
变频器，其被配置为对输入信号执行变频，所述变频器包括第一混频器及第二混频器；
可变负载，其被配置为至少作用于所述变频器的输入端；
检测器，其被配置为检测所述第一混频器及所述第二混频器的每一者的输出信号的直流分量；以及
控制器，被配置为：
设置所述变频器的配置，以使得所述第一混频器的本地振荡器信号被供应给所述第一混频器的本地振荡器输入端，且预定的恒定信号被供应给所述第二混频器的本地振荡器输入端；
顺序地设置所述可变负载的多个状态；
针对所述第一混频器的所述输出信号，观察由所述检测器所检测到的所述可变负载的所述多个状态中的每个状态的所述直流分量之间的变化；以及
根据所观察到的变化来调整影响所述第一混频器的所述输出信号的所述直流分量的所述第一混频器的至少一个参数。
2.根据权利要求1所述的装置，其中：
所述第一混频器的所述输出信号的所述直流分量由所述第一混频器的所述本地振荡器信号和所述第一混频器的所述本地振荡器信号的泄露信号分量的混频结果产生，所述泄露信号分量在所述变频器的所述输入端处出现，并且与作用于所述变频器的所述输入端的所述可变负载相互作用。
3.根据权利要求1所述的装置，其中：
被配置为作用于所述变频器的所述输入端的所述可变负载包括所述变频器的所述输入端的一个或多个短路开关、并联连接至所述变频器的所述输入端的可切换的分流电阻、并联连接至所述变频器的所述输入端的可切换的电容器、或在所述变频器的所述输入端和所述变频器的所述输入信号的至少一个信号源之间的开关。
4.根据权利要求1所述的装置，其中所述控制器被配置为：
将所述输入信号从所述变频器的所述输入端断开；
在所述输入信号被从所述变频器的所述输入端断开时，执行设置所述变频器的所述配置、观察所述变化和调整所述至少一个参数中的至少一项；以及
将所述输入信号重新连接至所述变频器的所述输入端。
5.根据权利要求1所述的装置，其中：
所述第一混频器和所述第二混频器被配置为利用不同相位工作，
所述变频器的输出端包括对于每个混频器的一个输出端，以及
所述检测器被配置为在所述变频器的每个输出端检测输出信号的所述直流分量。
6.根据权利要求5所述的装置，其中所述至少一个参数包括下述一个或多个：
不存在本地振荡器信号的情况下的所述第一混频器的静态直流偏移，
存在本地振荡器信号的情况下的所述第一混频器的静态直流偏移，以及
在所述第一混频器处的失衡。
7.根据权利要求5所述的装置，其中所述控制器被配置为根据在所述混频器的所述输出端的任何一个输出端处的电流源的直流数值或根据在所述混频器的所述输出端的任何一个输出端处的至少一个可调谐部件的数值来设置所述变频器的所述配置。
8.根据权利要求1所述的装置，其中所述装置对于直接变换类型的接收机或混频器第一架构的接收机是可操作的。
9.一种用于控制装置的方法，所述装置包括变频器，被配置为对输入信号执行变频，所述变频器包括第一混频器及第二混频器，可变负载，被配置为至少作用于所述变频器的输入端，以及检测器，被配置为检测所述第一混频器及所述第二混频器的每一者的输出信号的直流分量，所述方法包括：
设置所述变频器的配置，以使得所述第一混频器的本地振荡器信号被供应给所述第一混频器的本地振荡器输入端，且预定的恒定信号被供应给所述第二混频器的本地振荡器输入端；
顺序地设置所述可变负载的多个状态；
针对所述第一混频器的所述输出信号，观察由所述检测器所检测到的所述可变负载的所述多个状态中的每个状态的所述直流分量之间的变化；以及
根据所观察到的变化来调整影响所述第一混频器的所述输出信号的所述直流分量的所述第一混频器的至少一个参数。
10.根据权利要求9所述的方法，其中：
所述第一混频器的所述输出信号的所述直流分量由所述第一混频器的所述本地振荡器信号和所述第一混频器的所述本地振荡器信号的泄露信号分量的混频结果产生，所述泄露信号分量在所述变频器的所述输入端处出现，并且与作用于所述变频器的所述输入端的所述可变负载相互作用。
11.根据权利要求9所述的方法，其中：
被配置为作用于所述变频器的所述输入端的所述可变负载包括所述变频器的所述输入端的一个或多个短路开关，并联连接至所述变频器的所述输入端的可切换的分流电阻、并联连接至所述变频器的所述输入端的可切换的电容器、或在所述变频器的所述输入端和所述变频器的所述输入信号的至少一个信号源之间的开关。
12.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
将所述输入信号从所述变频器的所述输入端断开；
在所述输入信号被从所述变频器的所述输入端断开时，执行设置所述变频器的所述配置、观察所述变化和调整所述至少一个参数中的至少一项；以及
将所述输入信号重新连接至所述变频器的所述输入端。
13.根据权利要求9所述的方法，其中：
所述第一混频器和所述第二混频器被布置为利用不同相位工作，
所述变频器的输出端包括对于每个混频器的一个输出端，以及
在所述变频器的每个输出端，检测输出信号的所述直流分量。
14.根据权利要求13所述的方法，其中所述至少一个参数包括下述一个或多个：
不存在本地振荡器信号的情况下的所述第一混频器的静态直流偏移，
存在本地振荡器信号的情况下的所述第一混频器的静态直流偏移，以及
在所述第一混频器处的失衡。
15.根据权利要求13所述的方法，其中根据在所述混频器的所述输出端的任何一个输出端处的电流源的直流数值或根据在所述混频器的所述输出端的任何一个输出端处的至少一个可调谐部件的数值来设置所述变频器的所述配置。
16.根据权利要求9所述的方法，其中所述装置对于直接变频类型的接收机或混频器第一架构的接收机是可操作的。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10185022B1 (en) * 2013-05-17 2019-01-22 Mano D. Judd Boresight method
JP2018164183A (ja) * 2017-03-24 2018-10-18 富士通株式会社 通信装置および歪補償方法
GB201907717D0 (en) * 2019-05-31 2019-07-17 Nordic Semiconductor Asa Apparatus and methods for dc-offset estimation
US12061249B1 (en) * 2021-11-09 2024-08-13 National Technology & Engineering Solutions Of Sandia, Llc Radar transmit bandwidth augmentation

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200841654A (en) * 2007-04-02 2008-10-16 Realtek Semiconductor Corp Receiving system and related method for calibrating DC offset
CN101981880A (zh) * 2008-03-29 2011-02-23 高通股份有限公司 用于dc补偿和agc的方法和系统

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7031687B2 (en) * 2001-04-18 2006-04-18 Nokia Corporation Balanced circuit arrangement and method for linearizing such an arrangement
US7039382B2 (en) * 2001-05-15 2006-05-02 Broadcom Corporation DC offset calibration for a radio transceiver mixer
US6941121B2 (en) * 2001-05-18 2005-09-06 Rf Micro Devices, Inc. Method for calibrating a DC offset cancellation level for direct conversion receivers
US7477885B2 (en) * 2005-04-22 2009-01-13 Wilinx Corporation DC offset cancellation circuits and methods
US7962113B2 (en) * 2005-10-31 2011-06-14 Silicon Laboratories Inc. Receiver with multi-tone wideband I/Q mismatch calibration and method therefor
US8258724B2 (en) * 2007-09-12 2012-09-04 Schlumberger Technology Corporation Variable inductor as downhole tuner
US8498598B2 (en) * 2011-04-13 2013-07-30 Intel Mobile Communications GmbH RF-demodulator, calibration circuitry and methods for calibrating an RF-demodulator

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200841654A (en) * 2007-04-02 2008-10-16 Realtek Semiconductor Corp Receiving system and related method for calibrating DC offset
CN101981880A (zh) * 2008-03-29 2011-02-23 高通股份有限公司 用于dc补偿和agc的方法和系统

Also Published As

Publication number Publication date
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