CN103763062B - 可变增益自适应带宽的航空无线电抗干扰宽带传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种可变增益自适应带宽的航空无线电抗干扰宽带传输方法，通过精心设计帧格式、选用合适的码型，结合了信道估计技术、抗干扰同步技术、扩频通信技术、数字宽带传输及信道均衡技术，针对航空无线信道的特征进行了创新设计，使之具备了较强的抗毁和容错能力、较大的降额设计能力和较高的宽带传输性能。

Description

可变增益自适应带宽的航空无线电抗干扰宽带传输方法

技术领域

本发明属于航空无线电领域的数据链技术，是一种基于FPGA硬件平台的航空无线电抗干扰宽带传输实现方法。

技术背景

航空无线传输技术一直是航空无线电数据链领域的关键技术之一。虽然民用商用领域的无线数据链技术已经较为成熟，但大多针对以城区环境为代表的Reighly信道设计，且多为地面移动平台，对航空飞行器平台大动态、大尺度特点的应对手段不够，尤其针对航空无人飞行器的遥测遥控数据链，该问题则显得更为突出。在传统的航空无线电数据链系统中，也往往面临着抗干扰能力不够，系统鲁棒性欠缺、降额处理能力缺乏等问题，这对于以Ricean信道为典型模型的航空无线数据链系统而言是亟待解决的重要问题，而对于无人机遥测遥控和通信数据链系统，提高宽带传输性能、增强系统抗干扰能力和降额设计能力对提升无人机系统的可靠性而言则显得更为重要。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明的发明目的在于提供一种可变增益自适应带宽的航空无线电抗干扰宽带传输方法，该方法以软件无线电为核心设计思想，通过精心设计帧格式、选用合适的码型，结合了信道估计技术、抗干扰同步技术、扩频通信技术、数字宽带传输及信道均衡技术，使之具备了较强的抗毁和容错能力、较大的降额设计能力和较高的宽带传输性能，具有可变抗干扰增益、自适应传输带宽、链路可靠性高等特点。

本发明的发明目的通过以下技术方案来实现：

一种可变增益自适应带宽的航空无线电抗干扰宽带传输方法，包含以下步骤：

A、在发射端对待发射数据进行编码和组帧，形成I、Q两路数据后进行成型滤波、调制映射；

其中通信帧的格式为：同步头与训练字段、解模糊与信道估计字段、工作模式字段以及数据包字段；

所述同步头与训练字段用于提供高增益的定时同步和帧同步、判决反馈信道均衡的时域训练、以及误码统计；

所述解模糊与信道估计字段用于解相位模糊，以及频域信道估计；

所述工作模式字段用于根据系统降额策略的输出来表征当前链路的工作模式；

所述数据包字段包含若干个数据包，每个数据包包含CAZAC复正交序列表征的包头和数据域，数据域中的数据根据工作模式字段的表征，采用TPC编码方式形成信道编码后的数据包或者采用Walsh序列扩频的数据包；

B、在接收端首先完成模拟中频信号的AD变换、数字下变频、频率跟踪以及匹配滤波，输出经过频率跟踪和未经过频率跟踪的二路数据。

C、通过对通信帧中的解模糊与信道估计字段的处理完成频域信道估计；

D、根据频域信道估计和上一帧的误码统计结果，决定工作模式字段中的内容，从而完成系统降额切换，并将结果反馈给发射端以确定下一帧通信帧中工作模式字段中的内容；

E、将经过频率跟踪的数据完成基于内插Gardner的定时环路以及扩频相关峰选点的定时同步，将未经过频率跟踪的数据根据内插Gardner的定时环路完成基于叉积载波环路的载波同步；

F、根据基于内插Gardner定时环路和扩频相关峰选点的定时同步分别完成基于改进恒模盲均衡的信道均衡；根据叉积载波环路的载波同步以及通信帧中的同步头与训练字段完成基于判决反馈均衡的信道均衡；

G、依据通信帧中的解模糊与信道估计字段分别完成步骤F中的三路信道均衡后的数据解相位模糊功能并根据通信帧的同步头与训练字段进行误码统计，根据误码统计分别用于支路优选和步骤D中的系统降额切换策略；

H、根据支路优选的结果对宽带业务数据进行TPC译码；

I、根据步骤D中的系统降额切换策略的结果以及步骤E中的叉积载波环路的载波同步完成扩频支路的相关解扩和Viterbi译码；

J、多路选择器根据步骤D中的系统降额切换策略对TPC译码和Viterbi译码进行选择输出。

优选地，所述步骤A前还包括接口适配环节，将64K～16Mbps或256K～64Mbps两种自适应传输带宽模式下不同速率的信源通过控制读写双口RAM将不同速率信源异步转同步，变成统一的波特率后进入编码和组帧环节。

依据上述特征，所述同步头与训练字段采用自相关性能好的PN码序列，序列长度大于数据包最大相关扩频增益的3dB以上；

所述解模糊与信道估计字段采用CAZAC序列，长度为16bit；

所述工作模式字段采用PN码，优选长度为256bit；

所述数据包字段中的包头采用8bit CAZAC复正交序列，所述数据域的大小为I、Q各2048bit,根据工作模式字段的表征采用以下模式编码：

模式一、在非扩频模式下，采用TPC编码方式形成信道编码后的数据包，数据包块大小4096bit；

模式二、在扩频模式下，采用十六进制64位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数256；

模式三、在扩频模式下，采用十六进制128位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数128；

模式四、在扩频模式下，采用十六进制256位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数64；

模块五、在扩频模式下，采用十六进制512位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数32；

模块六、在扩频模式下，采用十六进制1024位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数16。

优选地，所述步骤A中成型滤波采用根升余弦滤波器加汉明窗处理对符号数据作成型滤波，相关符号长度为3，内插倍数16。

优选地，所述步骤A中调制映射采用零中频复基带正交调制体制，通过对基带数字信号同相、正交支路作数字成型滤波，完成基带数字域的数字映射功能，通过专用芯片AD9957完成载波调制。

优选地，所述步骤B中鉴频环节包含以下步骤：

B.1、FFT前向鉴频：对低通滤波之后的复基带信号进行抽取并做基于FFT的鉴频处理；

B.2、闭环扫频：根据当前FFT的鉴频处理后信号自相关积累的结果，负反馈控制频率跟踪，纠正剩余频偏，完成频率跟踪。

优选地，所述步骤C中的频域信道估计包括以下步骤：

C.1、本地端序列与通信帧的解模糊与信道估计字段中的序列作卷积运算；

C.2、由卷积运算结果完成信道冲击响应及频域信道响应估计。

优选地，所述步骤E中的基于内插Gardner的定时环路采用二阶二型环路实现。

优选地，所述步骤E中的扩频相关峰选点的定时同步包含以下步骤：

E.1、先由计数器自由计数产生周期定时信号对输入基带信号进行抽样、相关运算；

E.2将峰值检测状态机计算得到的置位信号及修正比较信息送入定时调整模块，进入修正状态实现定时的触发式调整。

优选地，所述步骤E中的叉积载波环路的载波同步对基于内插Gardner的定时环路的输出采用二阶二型环路实现叉积载波环路同步。

本发明的有益效果包括以下四个方面：

(1)具备多模式航空无线数据链业务传输能力，切换平稳、链路不中断将抗干扰通信技术和宽带通信技术有效融合，通过精心设计的帧格式、优选的码型组合，使航空无线数据链兼具“宽带传输”与“抗干扰传输”能力，且模式切换或降额工作时链路平稳切换不中断，这一点对于无人飞行器的遥测遥控数据链路尤为重要。

(2)可有效应对航空无线信道大尺度、大动态等性能需求

针对航空无线信道的特征和无人飞行器平台遥测遥控的需求特点，创新设计了结合“FFT前向鉴频”和“闭环扫频”两种方式的鉴频器环节、基于“扩频相关峰选点策略”的前向定时环节、Walsh解扩环节、基于DFE和MCMA的时域均衡、基于“信道估计”和“误码率统计”的降额设计策略等多个环节，使得链路应对航空无线信道下大尺度、大动态的能力得到提升。

(3)满足航空无人飞行器遥测遥控各等级Qos业务需求，提高了系统抗毁能力和可靠性

通过多支路(如上所述——四支路)在后台同时运行的热备份设计，结合“时域误码率统计”和“频域信道估计”的自适应支路优选策略，可以满足不同航空无线信道环境下(从AWGN信道、到Ricean多径信道、再到干扰信道)遥测遥控数据链各等级Qos的业务应用，有效提升了整个无人飞行器遥测遥控数据链系统的抗毁能力和可靠性。

(4)降低了资源和功耗需求，适合航空机载电子设备使用环境

通过对多个模块的设计优化，大幅度降低了资源和功耗需求，全部设计仅占硬件平台(一片Stratix III加一片Cyclone III)总体资源的50％，全部功耗仅在4W左右，低资源、低功耗对于航空机载电子设备尤其是无人飞行器的遥测遥控数据链而言有着非常重要的意义。

附图说明

图1为本发明中发射端IP核实施方案设计原理框图；

图2为本发明中接收端IP核实施方案设计原理框图；

图3为本发明中通信帧结构；

图4为本发明内插Gardner定时同步环路环节设计框图；

图5为本发明中基于扩频相关峰选点策略的定时环节设计框图；

图6为本发明中叉积载波环路环节设计框图；

图7为DFE判决反馈均衡器设计框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

本发明(软核)包括发射端IP核和接收端IP核，如图1所示，发射端IP核包含一个模块——“调制发射模块”，该模块由“接口适配”、“编码(扩频)组帧”、“成型滤波”和“调制映射”等四个环节构成。如图2所示，接收端IP核包含三个模块——“数字前端模块”、“信道估计模块”和“同步解调译码模块”，其中“数字前端模块”由“数字下变频(DDC)”、“低通滤波(LPF)”、“数字鉴频”、“匹配滤波(MF)”等四个环节构成；“信道估计模块”由“频域信道估计”和“降额切换策略”等两个环节构成；“同步解调译码模块”又由以下四个支路构成：

(1)“内插Gardner定时环路”级联“叉积载波环路”级联“DFE均衡器”级联“解相位模糊环节”级联“误码统计环节”级联“支路优选环节”级联“TPC译码环节”等7个环节构成支路一；

(2)“基于扩频相关峰选点策略的定时同步环节”级联“MCMA均衡器”级联“解相位模糊环节”级联“误码统计环节”级联“支路优选环节”级联“TPC译码环节”等6个环节构成支路二；

(3)“内插Gardner定时环路”级联“MCMA均衡器”级联“解相位模糊”级联“误码统计环节”级联“支路优选环节”级联“TPC译码环节”等6个环节构成支路三；

(4)“基于扩频相关峰选点策略的定时同步环节”级联“相关解扩环节”级联“Viterbi译码环节”等3个环节构成支路四。

接口适配环节：

如图1所示，本发明可支持64K～16Mbps或256K～64Mbps两种自适应传输带宽模式下(区别仅在时钟配置)不同速率的信源，接口适配环节通过控制读写双口RAM将不同速率信源“异步转同步”，变成统一的波特率后进入编码(扩频)组帧环节。

编码组帧环节：

如图1所示，该环节由若干时序或组合逻辑设计构成，针对不同速率信源，完成信道编码、扩频(可选)和组帧，形成I、Q两路数据进入成型滤波环节。

在本环节中，设计的通信帧结构如图3所示。

1)同步头与训练字段

同步头与训练字段用于提供高增益的定时同步和帧同步，使得链路同步具备抗干扰能力，此外还用于DFE信道均衡的时域训练，以及误码率统计。该字段的设计准则是——

●采用自相关性能好的PN码序列

●序列长度(相关同步增益)应至少大于数据包最大相关扩频增益的3dB以上(从而在工程设计上保证能够拿到全部的扩频增益)。

2)解模糊与信道估计字段

解模糊与信道估计字段用于解相位模糊(每帧解一次)，可以解决常规无线通信AWGN信道下的相位突跳问题。该字段同时用于频域信道估计，结合“频域信道估计”和“误码统计”结果设计了链路的“降额切换策略”。解模糊与信道估计字段采用16bit的CAZAC序列。

3)工作模式字段

通过256bit的PN码来表征当前链路工作模式，链路工作模式的降额切换由接收IP核中的“降额切换策略”控制。

4)数据包字段

数据包字段由8bit CAZAC头和I、Q各2048bit的编码(扩频)后信息构成。该段信息的组成方式由当前工作模式确定，包括以下几种：

模式一、在非扩频模式下，采用TPC编码方式形成信道编码后的数据包，数据包块大小4096bit；

模式二、在扩频模式下，采用十六进制64位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数256；

模式三、在扩频模式下，采用十六进制128位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数128；

模式四、在扩频模式下，采用十六进制256位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数64；

模块五、在扩频模式下，采用十六进制512位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数32；

模块六、在扩频模式下，采用十六进制1024位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数16。

成型滤波环节：

采用根升余弦滤波器加汉明窗处理，相关符号长度为3，内插倍数16，带外抑制可达到-60dBc。

调制映射环节：

采用零中频复基带正交调制体制。通过对基带数字信号同相、正交支路作数字成型滤波，完成基带数字域的数字映射功能。通过专用芯片AD9957完成载波调制，在降低了数据处理速率的同时，能取得符合要求的调制效果。

数字下变频(DDC)环节：

数字下变频环节通过复数乘法器实现，目的是将经过带通采样的基带信号(实信号)变成近似零中频(存在载波残余误差)的复信号。接收信号为：

S(t)＝real((I+jQ)e^jwt)＝I coswt-Qsinwt

与本地参考信号混频后I,Q路信号为：

$\begin{array}{c}{S}_I\left(t\right)=S\left(t\right)\×{\mathrm{cosw}}^{\′}t=(I\cos wt-Q\sin wt){\mathrm{cosw}}^{\′}t=\\ \frac{1}{2}I\[\cos (w+w^{\′})t+\cos (w-w^{\′})t\]-\frac{1}{2}Q\[\left(\sin \right(w+w^{\′})t+\sin (w-w^{\′})t\]\end{array}$

$\begin{array}{c}{S}_Q\left(t\right)=S\left(t\right)\×{\mathrm{sinw}}^{\′}t=(I\cos wt-Q\sin wt){\mathrm{cosw}}^{\′}t=\\ \frac{1}{2}I\[\cos (w+w^{\′})t-\sin (w-w^{\′})t\]+\frac{1}{2}Q\[\left(\cos \right(w+w^{\′})t-\cos (w-w^{\′})t\]\end{array}$

低通滤波(LPF)环节：

经过数字下变频的复基带信号先通过低通滤波去除一些调制信号带宽以外的噪声和干扰，低通滤波采用复数乘加器设计。

令则低通滤波后I，Q路信号为：

不考虑常数项，则有：

数字鉴频环节：

数字鉴频环节由后台同时运行的两部分算法逻辑构成——一部分是“基于FFT的前向开环鉴频”，对低通滤波之后的复基带信号进行抽取并做基于FFT的鉴频处理，目前的鉴频精度为50Hz、鉴频范围±50KHz、鉴频周期1ms，满足后续解调和均衡需要。但基于FFT的开环鉴频没有增益，对于SNR较低或者存在干扰信号的场合，系统将自适应切换到“基于频率扫描的闭环鉴频”，该鉴频工作模式根据当前“频偏纠正”后信号自相关积累的结果，负反馈控制频率跟踪(第二级DDC)，纠正剩余频偏。该鉴频模式相对于“基于FFT的前向开环鉴频”，具备一定的抗干扰增益，主要用于应对信道环境恶化的场合，保证了链路在较差信道环境下的可靠性。该闭环鉴频模式目前的鉴频精度在100Hz、频率扫描范围在±50KHz、锁定状态下同步带宽2KHz，满足后续解调和均衡的需要，但该鉴频模式下一旦链路失锁，由于频率扫描范围较广、鉴频精度要求较高，所以重新捕获时间相对“基于FFT的前向开环鉴频”较长。

匹配滤波环节：

采用64阶根升余弦滤波器加汉明窗处理，调制带宽带外第一副瓣衰减约-53dB，满足系统指标需要。

频域信道估计环节：

频域信道估计通过对通信帧中“解模糊与信道估计字段”的16bit CAZAC序列与本地端CAZAC序列作卷积运算，由卷积运算结果完成信道冲击响应h及频域信道响应H估计，完成频域转换处理，根据CAZAC序列良好的复正交性能，还原实时信道的频域特征，得到对当前无人机遥测遥控数据链的无线信道估计。

频域信道估计设计原理如下：

$g\left(t\right)=\frac{\sqrt{2W}}{(1-{\left(8\mathrm{\α}Wt\right)}^2)}(\frac{sin\left(2\mathrm{\π}W\right(1-\mathrm{\α})t)}{2\mathrm{\π}Wt}+\frac{4\mathrm{\α}}{\mathrm{\π}}cos(2\mathrm{\π}W\left(1+\mathrm{\α}\right)t\left)\right)$

为根升余弦成型脉冲，为发射基带数据，为信道冲击响应，为接收信号。对于具有良好的自相关特性的Zadoff-Chu复序列A(本专利中选取16bit CAZAC序列)，令B为A循环移位，则应该满足满足：

$A*B^{\′}/2*length\left(A\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& A=B\\ 0& A\≠B\end{array}\right.$

则本地由CAZAC序列A成型滤波得到采样率数据s(t)，则对应CAZAC复序列段采样率数据相关值为：

$\begin{array}{c}R=r\left(t\right)\⊗s^{*}\left(t\right)\\ =\left(s\left(t\right)\⊗h\left(t\right)\⊗s^{*}\left(t\right)\right)+w\left(t\right)\⊗s^{*}\left(t\right)\\ =\left(h\left(t\right)\⊗g\left(t\right)\⊗g\left(t\right)\right)+w\left(t\right)\⊗s^{*}\left(t\right)\\ \≈\left(h\left(t\right)\⊗g\left(t\right)\⊗g\left(t\right)\right)\end{array}$

作傅里叶变换得到：

FFT(R)＝HG²

所以有：

H＝FFT(R)/G²

其中G为根升余弦谱。

降额切换策略环节：

降额切换策略环节的输入包括“频域信道估计”和上一帧的“误码统计”，结合这两个输入设计了切换策略实现系统链路在无线信道恶化情况下的工作模式切换，从而实现系统的自适应降额工作。由误码统计的误码率的相对大小优选性能最佳支路输出。由最佳支路误码率统计区间决定工作模式字段中的内容，从而完成系统降额切换。降额切换策略环节的输出一方面提供给发射端IP核用于确定“工作模式字段”的内容，另一方面提供给接收端IP核中的“同步解调译码模块”，用于确定解调支路通道四中的(工作模式)扩频码选取，以及“同步解调译码模块”的最终输出选择(见图2)。

内插Gardner定时环路环节：

基于二阶二型环路实现的内插Gardner定时同步环路，设计框图如图4所示。其中T_s为采样周期；T为定时恢复后符号周期；T_i为插值滤波器输出周期，插值滤波器出两个点，一个最佳采样点，一个中间点，且采样位置会调整，因此

插值滤波器系数如下式：

$\left\{\begin{array}{c}{h}_{-2}=\frac{1}{6}{u}^3-\frac{1}{6}u\\ h_{-1}=-\frac{1}{2}{u}^3+\frac{1}{2}{u}^2+u\\ h_0=\frac{1}{2}{u}^3-u^2-\frac{1}{2}u+1\\ h_1=-\frac{1}{6}{u}^3+\frac{1}{2}{u}^2-\frac{1}{3}u\end{array}\right.$

基于扩频相关峰选点策略的定时同步环节：

扩频系统中通常采用“早迟同步积分环路”的方法实现定时同步，但由于该方法是通过对扩频后chip信号的相关积累得到对扩频前Symbol信号的“最佳采样”，虽然存在抗干扰增益，但仅适合于在扩频系统中使用。在本发明中，如果想根据长PN码同步头字段的相关积累来确定接收过采样信号的“最佳采样点”，实现数据链系统可靠稳定的定时同步，应用“早迟同步积分环路”是无法实现的——因为这相当于用chip信号的相关积累来确定chip信号本身的最佳采样点，实际测试结果也印证了这一结论(实测结果显示选出的采样点非常不稳定，数据链系统无法得到可靠稳定的定时同步)。

相对于扩频系统中传统的“早迟同步积分环路”的定时同步做法，本专利设计了“基于扩频相关峰选点策略的定时同步环节”，其设计思想中包括“门限触发式误差检测”和“置位计数式定时调整”两部分——将先由计数器自由计数产生周期定时信号对输入基带信号进行抽样、相关运算，并将峰值检测状态机计算得到的置位信号及修正比较信息送入定时调整模块，进入修正状态实现定时的触发式调整。通过设计“基于扩频相关峰选点策略的定时同步环节”，在获得全部相关积累增益的同时能够实现稳定可靠的“最佳采样点”选取，提高了数据链系统定时同步的整体性能。该环节的设计原理框图如图5所示。

其中，相关峰判定采用了低门限设置与检测状态机结合的策略，在高信噪比环境下消除传统峰值检测算法采用低门限带来的偏移式虚警，可在SNR>-2dB范围内共用门限设置值，在信号环境恶劣的情况下则切入更低门限模式。

置位计数式定时调整模块根据前一模块提供的相关峰脉冲对当前定时计数进行置位。根据相关肩峰差值与相关峰值的比值进行调整，本流程在FPGA实现中根据Matlab仿真所得的偏移早迟肩峰比例分布采用分段量化比较的方法获得所需的抽样点偏移修正，最终实现了基于相关值的定时同步。

该环节设计的算法策略通常仅需一到两帧便可进入跟踪状态，具备快速调整及抗干扰能力强的优点。

叉积载波环路环节：

对内插Gardner定时环路的输出采用二阶二型环路实现的叉积载波同步环路，设计框图如图6所示。

DFE均衡器环节：

判决反馈均衡(DFE)的基本设计思想是：由于多径和多普勒效应的影响，当前的信号会对将来和过去的信号造成码间干扰(ISI)。如果从当前信号的判决可以估计出对未来的信号造成码间干扰，我们可以在未来信号的检测过程中减去这部分码间干扰，从而提高均衡器的性能。DFE对于畸变严重的信道具有很强的补偿能力，在信道畸变严重的情况下得到了广泛的应用。DFE可以通过直接横向滤波器的形式予以实现，其结构包括一个前向滤波器(FFF)和一个反馈滤波器(FBF)。FBF的输入是判决器(decision)的输出，通过调整反馈滤波器的抽头系数，可以消除过去信号对当前信号造成的码间干扰。

如果前向滤波器有N₁+1个抽头系数，反馈滤波器有N₂个抽头系数，则均衡器的输出为：

通过均衡器输出估计结果与期望结果误差调整均衡器滤波器系数，调整准则为基于均方误差(MSE)最小的最小均方(LMS)算法。上式中，是第k个信息符号的估计值，{c_j}是滤波器的抽头系数，是先前检测的符号。判决反馈均衡器基于MMSE准则设计。的最小化将导致前馈滤波器系数的下列线性方程组：

$\underset{j=-N_1}{\overset{0}{\Σ}}{\mathrm{\φ}}_{lj}{c}_j=f_{-l}^{*},(l=-N_1,...,-1,0)$

${\mathrm{\φ}}_{lj}=\underset{m=0}{\overset{-l}{\Σ}}{f}_m^{*}{f}_{m+l-j}+N_0{\mathrm{\δ}}_{lj},(l,j=-N_1,\mathrm{...},-1,0)$

该均衡器的反馈滤波器系数以前馈部分系数表示，其表达式为：

$c_k=\underset{j=-k}{\overset{0}{\Σ}}{c}_j{f}_{k-j},(k=1,2,...,N_2)$

若先前判决正确且N₂≥L，L为码间干扰延续码片数，那么反馈系数的值可以完全消除由先前被检测符号引起的ISI。DFE属于非线性均衡器，它在消除ISI的同时不会扩大噪声增益，这是线性均衡所不能做到的。

均衡器用于补偿未知及时变的信道，需要特定的算法更新均衡器的抽头系数并跟踪信道的变化。LMS算法的优化准则是使均衡器输出端信号与期望信号之间的均方误差最小。均衡器的系数按照误差梯度的方向进行迭代更新。设n代表迭代的次数，则LMS算法的迭代方式如下：

${\hat{d}}_k\left(n\right)={\mathrm{\ω}}_N^T\left(n\right)x_N\left(n\right)$

$e_k\left(n\right)=I_k\left(n\right)-{\hat{d}}_k\left(n\right)$

ω_N(n+1)＝ω_N(n)-μe_k(n)x_N(n)

其中，N代表均衡器延迟的阶数，μ为步长因子，该因子控制算法的收敛速度及稳定性。为了使算法稳定，μ应满足：

$0<\mathrm{\&mu;}<1/\underset{i=1}{\overset{N}{\&Sigma;}}{\mathrm{\&lambda;}}_i$

其中λ_i是输入信号协方差矩阵R_NN的第i个特征值。可以通过调整输入信号总功率控制步长因子μ，从而避免均衡器的不稳定。

DFE环节的设计框图如图7所示，利用的训练序列为通信帧中的“同步头与训练字段”。在完成对均衡器系数的训练和均衡器状态收敛以后，在下一帧训练到来之前，将按上述机理运行盲均衡操作。

MCMA均衡器环节：

CMA均衡器与传统基于训练序列的自适应均衡器的主要区别是代价函数的差异，而在均衡器实现结构(反馈结构)与数学方法(LMS迭代收敛方法)上均无差别，CMA均衡器设计的代价函数如下：

$J\left(n\right)=\frac{1}{4}E\&lsqb;{\left(\right|y\left(n\right){|}^2-R_2)}^2\&rsqb;=\frac{1}{4}E\&lsqb;{\left(\right|w^T\left(n\right)\&CenterDot;x\left(n\right){|}^2-R_2)}^2\&rsqb;$

其中，为常数，s(n)为发射序列。CMA误差函数J(n)中已无输入信号的瞬时值了，即使通信信道突然恶化，R₂也不发生变化。最小化问题的解由w＝argminJ(n)给出，这是典型的无约束最优化问题，通常取共扼梯度向量使用“最陡下降法”迭代计算，即自适应算法描述：

$w(n+1)=w\left(n\right)-\mathrm{\&mu;}{\&dtri;}_w=w\left(n\right)-\mathrm{\&mu;}\frac{\&part;J\left(n\right)}{\&part;w\left(n\right)}$

利用上式最终可得出其滤波器抽头系数迭代公式为：

w(n+1)＝w(n)-μy(n)(R₂-|y(n)|²)x^*(n)

CMA算法的实现流程如下：

1)初始化w(0)＝0,n＝0

2)假设迭代次数为N，在迭代中的第n步

$R_2=\frac{E\&lsqb;|s\left(n\right){|}^4\&rsqb;}{E\&lsqb;|s\left(n\right){|}^2\&rsqb;}$

x(n)＝h(n)*s(n)+n(n)

y(n)＝w(n)*x(n)

w(n+1)＝w(n)-μy(n)(R₂-|y(n)|²)x^*(n)

与采用训练序列的普通均衡器相比，盲均衡收敛速度相对较慢，收敛后的剩余误差也较大。CMA算法主要存在以下不足：

1)收敛速度慢。一般步长取得很小、收敛速度慢，若取得过大，易失调。该特性与采用训练序列的普通自适应均衡器类似。

2)存在相位模糊。代价函数对相位是盲的，所以均衡输出与源信号相比有一相位偏差，但算法仍然收敛。

CMA算法代价函数不包含信号的瞬时信息，对于时变信道，当其相位发生随机变化加快时，算法的误码性能将相应下降。

修正常系数恒模算法MCMA对CMA算法进行了改进，在完成信道均衡的同时，对载波相位进行了恢复，且收敛误差较小，从而提高了算法的性能。尤其是载波相位恢复功能，在实际接收机系统中具有重要意义，因为多径衰落环境下同步环路的载波恢复环路工作的可靠性会大为降低。MCMA算法基本原理如下：

MCMA算法把代价函数分为实部和虚部两部分：

J(n)＝J_r(n)+J_i(n)

$J_r\left(n\right)=\frac{1}{4}E\&lsqb;{\left(\right|y_r\left(n\right){|}^2-R_{2,r})}^2\&rsqb;,J_i\left(n\right)=\frac{1}{4}E\&lsqb;{\left(\right|y_i\left(n\right){|}^2-R_{2x})}^2\&rsqb;$

$R_{2,r}=\frac{E\&lsqb;|s_r\left(n\right){|}^4\&rsqb;}{E\&lsqb;|s_r\left(n\right){|}^2\&rsqb;},R_{2,i}=\frac{E\&lsqb;|s_i\left(n\right){|}^4\&rsqb;}{E\&lsqb;|s_i\left(n\right){|}^2\&rsqb;}$

式中，下标r为信号的实部，i为虚部。MCMA算法的表达式也是采用随机梯度下降法，可以导出均衡器抽头系数的递推公式为：

w(n+1)＝w(n)-μe^*(n)x(n)

其误差函数e(n)为：

e(n)＝e_r(n)+je_i(n)

e_r(n)＝y_r(n)(|y_r(n)|²-R_2,r)

e_i(n)＝y_i(n)(|y_i(n)|²-R_2,i)

对于没有相位旋转的信道或载波恢复正常工作时，MCMA算法的代价函数与常数模算法基本一致。而对于载波未完全同步的接收信号，MCMA算法通过对输出信号的实部和虚部分别取代价函数来完成权值更新。

由于修正的代价函数包括均衡器输出的模和相位，载波相位的恢复在均衡的同时就可以完成。当不存在载波频率偏移时，修正常数模算法有足够的能力去恢复由信道特性引起的任意相位旋转。即使存在载波频率偏移，修正常数模算法在一定程度上也能跟踪这个偏移。

MCMA算法使均衡器输出的每个信号的方向与所对应的信源信号一致，保证均衡器输出星座图与输入的相比无任何偏移。由于修正代价函数不再无法辨识相位，在消除码问干扰的同时，不需要使用锁相环就可以完成一定程度的载波相位恢复(见图2同步解调模块的支路1和支路2)。

解相位模糊环节：

该环节利用通信帧中“解模糊与信道估计字段”的复正交性完成对接收信号解调过程中的常规解相位模糊操作，解模糊周期为每帧一次。

载波恢复可能存在四相模糊，即可锁定在0,π,上。利用CAZAC序列A的自相关性，可得：

可直接通过输出值解相位模糊，考虑可能的误码，可设置3dB判决门限。

从实际链路测试效果来看，该环节作为系统链路的常规解相位模糊措施，可应对AWGN信道环境，但对于多径干扰等恶劣信道环境导致的载波同步环突发性失锁后重新锁定带来的相位模糊情况，由于往往错过了本帧的“解模糊与信道估计字段”，将会导致数据包中的大面积误码，对于这种情况，本专利中围绕MCMA均衡器构建了两条支路通道(见同步解调模块的支路一和支路二)，不再需要载波同步环节，因而不存在载波同步环突发失锁情况，从根本上解决了该技术问题。当然，AWGN信道环境下的解模糊处理也是必不可少的，因为MCMA均衡器同样存在缺陷，例如频偏容差较小等，因而本专利接收端IP核的核心设计思想之一就是将常规的“载波同步锁相环路”配以“解模糊”的解调处理方法(见同步解调模块的支路三)与围绕MCMA均衡器设计的解调处理方法(见同步解调模块的支路一和支路二)有机结合，形成性能互补。

误码统计环节：

该环节利用通信帧中“同步头与训练字段”充当训练序列进行误码率统计，误码率统计结果一方面用于解调支路通道选择，另一方面将与信道估计结果共同作为“信道估计模块”中降额切换策略环节的输入。

支路优选环节：

该环节利用误码统计环节的输出结果，对支路通道一～三进行选择。

TPC译码环节：

TPC(Turbo乘积码)在工程上采用了“基于伴随式的SISO(软入软出)迭代译码”的实现方法，码块尺寸4096bit，目前AWGN信道下的实测编码增益达到5.5dB(10^-5误码率等级下)。详见专利号：200810207929.6。

相关解扩环节：

在支路通道四中采用了正交Walsh序列完成十六进制相关解扩处理，扩频码的选择由“信道估计模块”中的降额切换策略环节确定。

Viterbi译码环节：

对扩频工作模式下的卷积编码进行译码。

同步解调模块中多支路通道并行处理，针对数据链所处不同质量等级的信道环境，通道间形成性能互补。

输出环节：

多路选择器(MUX)根据系统降额切换策略输出的当前工作模式对TPC译码和Viterbi译码进行选择输出。

解调支路通道一围绕“基于相关峰选点的定时环节”和“MCMA均衡器环节”构建，在定时同步阶段引入了相关积累增益，使得链路的定时同步具备了抗干扰能力，且可应对SNR较低的信道环境，而MCMA均衡器的设计除了使得链路具备抗多径干扰能力之外，还使得链路具备一定的载波容差能力(目前为±300Hz，由“数字前端模块”的数字鉴频环节保证进入“同步解调模块”信号的载波频偏在此范围内)，可应对多径环境下由于载波环路突发失锁带来的相位模糊不能及时纠正，从而导致大面积误码的现象。支路通道一针对多径信道环境下信号质量相对不高，SNR较低的传输情况设计，可明显提高系统同步的可靠性能(经实测验证)。

解调支路通道二围绕“基于内插的Gardner定时环节”和“MCMA均衡器环节”构建，支路通道一虽然在应对SNR较低的多径信道环境时在系统可靠性上具有优势，但由于“基于相关峰选点的定时”更新率较低(每帧调整一次)，对于SNR相对较高、但信道变化相对较快的多径信道场合，往往会出现调整不及时、无法实时调整到最佳采样点上的现象。支路通道二采用“基于内插的Gardner定时环节”设计，通过调整定时环路的参数，可保证最佳采样点位置，从而提高多径信道下的系统无线传输性能。此外，该支路同样具备载波容差能力。支路通道二针对多径信道环境下信号质量(SNR)相对较高，多径信道变化较快的情况设计，可明显提高多径快变信道下系统的无线传输性能(经实测验证)。

解调支路通道三围绕“基于内插的Gardner定时环节”、“叉积载波环路”和“DFE均衡器”构成，主要针对从径强度较弱(一般相对主径强度的-6dB以下)的多径信道或AWGN信道环境，此时叉积载波环路不会出现“突发失锁”现象，而DFE均衡器对纠正采样点偏差带来的ISI现象具备良好效果，经实测验证，在AWGN信道下采用DFE均衡器将带来0.5dB的工程化性能改善。支路通道三针对AWGN信道环境或从径强度较弱的多径信道环境，宽带接收性能相较支路一和二较高。

解调支路一～三主要面向无人机遥测遥控数据链的宽带传输业务设计，针对AWGN信道、多径Ricean信道，以及SNR瞬时恶化以及信道突变等多种情况提供性能互补的多种解决方案，并通过“同步解调模块”中的“误码统计环节”在各支路通道中“无缝”切换输出，最小切换周期为每帧一次。

解调支路通道四围绕“基于相关峰选点的定时环节”和多进制“相关解扩环节”构建，专门针对信道环境恶劣时的降额(窄带抗干扰)传输设计，在链路不中断的前提下，根据“信道估计模块”输出结果自适应切换数据链工作模式，有效提升了无人机遥测遥控数据链系统的可靠性。

Claims (10)

1.一种可变增益自适应带宽的航空无线电抗干扰宽带传输方法，包含以下步骤：

A、在发射端对待发射数据进行编码和组帧，形成I、Q两路数据后进行成型滤波、调制映射；

其中通信帧的格式为：同步头与训练字段、解模糊与信道估计字段、工作模式字段以及数据包字段；

所述同步头与训练字段用于提供高增益的定时同步和帧同步、判决反馈信道均衡的时域训练、以及误码统计；

所述解模糊与信道估计字段用于解相位模糊，以及频域信道估计；

所述工作模式字段用于根据系统降额策略的输出来表征当前链路的工作模式；

所述数据包字段包含若干个数据包，每个数据包包含CAZAC复正交序列表征的包头和数据域，数据域中的数据根据工作模式字段的表征，采用TPC编码方式形成信道编码后的数据包或者采用Walsh序列扩频的数据包；

B、在接收端首先完成模拟中频信号的AD变换、数字下变频、频率跟踪以及匹配滤波，输出经过频率跟踪和未经过频率跟踪的二路数据；

C、通过对通信帧中的解模糊与信道估计字段的处理完成频域信道估计；

D、根据频域信道估计和上一帧的误码统计结果，决定工作模式字段中的内容，从而完成系统降额切换，并将结果反馈给发射端以确定下一帧通信帧中工作模式字段中的内容；

E、将经过频率跟踪的数据完成基于内插Gardner的定时环路以及扩频相关峰选点的定时同步，将未经过频率跟踪的数据根据内插Gardner的定时环路完成基于叉积载波环路的载波同步；

F、根据基于内插Gardner定时环路和扩频相关峰选点的定时同步分别完成基于改进恒模盲均衡的信道均衡；根据叉积载波环路的载波同步以及通信帧中的同步头与训练字段完成基于判决反馈均衡的信道均衡；

G、依据通信帧中的解模糊与信道估计字段分别完成步骤F中的三路信道均衡后的数据解相位模糊功能并根据通信帧的同步头与训练字段进行误码统计，根据误码统计分别用于支路优选和步骤D中的系统降额切换；

H、根据支路优选的结果对宽带业务数据进行TPC译码；

I、根据步骤D中的系统降额切换的结果以及步骤E中的叉积载波环路的载波同步完成扩频支路的相关解扩和Viterbi译码；

J、多路选择器根据步骤D中的系统降额切换输出的当前工作模式对TPC译码和Viterbi译码进行选择输出。

2.根据权利要求1所述的航空无线电抗干扰宽带传输方法，其特征在于所述步骤A前还包括接口适配环节，将64K～16Mbps或256K～64Mbps两种自适应传输带宽模式下不同速率的信源通过控制读写双口RAM将不同速率信源异步转同步，变成统一的波特率后进入编码和组帧环节。

3.根据权利要求1所述的航空无线电抗干扰宽带传输方法，其特征在于所述同步头与训练字段采用自相关性能好的PN码序列，序列长度大于数据包最大相关扩频增益的3dB以上；

所述解模糊与信道估计字段采用CAZAC序列，长度为16bit；

所述工作模式字段采用PN码，优选长度为256bit；

所述数据包字段中的包头采用8bit CAZAC复正交序列，所述数据域的大小为I、Q各2048bit,根据工作模式字段的表征采用以下模式编码：

模式一、在非扩频模式下，采用TPC编码方式形成信道编码后的数据包， 数据包块大小4096bit；

模式二、在扩频模式下，采用十六进制64位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数256；

模式三、在扩频模式下，采用十六进制128位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数128；

模式四、在扩频模式下，采用十六进制256位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数64；

模块五、在扩频模式下，采用十六进制512位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数32；

模块六、在扩频模式下，采用十六进制1024位Walsh序列扩频的数据包，每包有效bit数16。

4.根据权利要求1所述的航空无线电抗干扰宽带传输方法，其特征在于所述步骤A中成型滤波采用根升余弦滤波器加汉明窗处理对符号数据作成型滤波，相关符号长度为3，内插倍数16。

5.根据权利要求1所述的航空无线电抗干扰宽带传输方法，其特征在于所述步骤A中调制映射采用零中频复基带正交调制体制，通过对基带数字信号同相、正交支路作数字成型滤波，完成基带数字域的数字映射功能，通过专用芯片AD9957完成载波调制。

6.根据权利要求1所述的航空无线电抗干扰宽带传输方法，其特征在于所述步骤B中频率跟踪包含以下步骤：

B.1、FFT前向鉴频：对低通滤波之后的复基带信号进行抽取并做基于FFT的鉴频处理；

B.2、闭环扫频：根据当前FFT的鉴频处理后信号自相关积累的结果，负反 馈控制频率跟踪，纠正剩余频偏，完成频率跟踪。

7.根据权利要求1所述的航空无线电抗干扰宽带传输方法，其特征在于所述步骤C中的频域信道估计包括以下步骤：

C.1、本地端序列与通信帧的解模糊与信道估计字段中的序列作卷积运算；

C.2、由卷积运算结果完成信道冲击响应及频域信道响应估计。

8.根据权利要求1所述的航空无线电抗干扰宽带传输方法，其特征在于所述步骤E中的基于内插Gardner的定时环路采用二阶二型环路实现。

9.根据权利要求1所述的航空无线电抗干扰宽带传输方法，其特征在于所述步骤E中的扩频相关峰选点的定时同步包含以下步骤：

E.1、先由计数器自由计数产生周期定时信号对输入基带信号进行抽样、相关运算；

E.2将峰值检测状态机计算得到的置位信号及修正比较信息送入定时调整模块，进入修正状态实现定时的触发式调整；其中，置位信号是根据定时误差统计值映射出当前定时计数器的目标修正值，并在峰值检测状态机触发下对定时计数器以该目标修正值进行置位。

10.根据权利要求1所述的航空无线电抗干扰宽带传输方法，其特征在于所述步骤E中的叉积载波环路的载波同步对基于内插Gardner的定时环路的输出采用二阶二型环路实现叉积载波环路同步。