CN103762871A - 一种自举驱动单极性spwm调制非隔离并网逆变电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，包括功率逆变电路，其中，所述功率逆变电路包括六个可控功率开关、两个功率二极管和两个功率电感，所述逆变器电路还包括自举驱动电路，所述自举驱动电路包括四个二极管、四个电容和一个驱动电源。本发明提出一种新型一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，该电路在经典H桥逆变器电路基础上，通过增加两个可控功率开关和两个功率二极管，并采用类单极性SPWM调制方式，使其既有较高的转换效率，又不会产生漏电流；同时，其自身的电路特点和调制方式，使得其各个浮地可控功率开关的隔离驱动电源可以通过自举的方式产生，电路简单，不需要专门的控制，进一步降低了电路的成本。

Description

一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路

技术领域

本发明涉及新能源光伏领域，特别涉及一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路。

背景技术

并网逆变器是将光伏电池阵列（PV）输出的直流电转换为交流电输出到电网的装置。按照PV侧与电网侧是否具有电气隔离，并网逆变器一般可分为有变压器隔离的并网逆变器，简称隔离型并网逆变器；和无变压器隔离的并网逆变器，简称非隔离型并网逆变器。

隔离型并网逆变器一般具有低频隔离和高频隔离两种方式。低频隔离方式采取在逆变器输出侧与电网侧之间使用工频变压器，从而导致整个逆变器整机体积大，笨重，且成本高；高频隔离方式一般通过高频链逆变技术将光伏阵列提供的直流电压变换为质量较高的隔离直流电压再进行逆变，此时隔离变压器工作在高频模式，因此相对低频隔离型具有体积小，重量轻、成本低的优点。而非隔离型逆变器因为内部完全不使用隔离变压器，相比隔离型并网逆变器，具有体积更小，重量更轻，效率更高，成本更低的优势，因而得到更为广泛的应用。

虽然非隔离型并网逆变器具有上述较多优点，但非隔离型并网逆变器由于光伏阵列和电网之间无电气隔离，使得光伏阵列和大地之间存在的分布电容，将会在逆变器高频开关工作模式下产生漏电流，从而增加了安全隐患，所以非隔离型逆变器必须选择合适的拓扑和相应的控制方式。

现有大量的文献分析和对比了目前应用于非隔离型并网逆变器的各种拓扑，对它们在不同的PWM调制方式下产生漏电流的原理、大小，以及转换效率方面均作了详细的分析和比较，可以得到结论：由四个功率开关构成的常规H桥逆变器，如果工作在双极性SPWM调制模式下，不会产生漏电流，但具有相对较低的转换效率，而如果工作在单极性SPWM调制模式下，具有相对较高的转换效率，但会导致较大的漏电流。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种不会产生漏电流、转换效率高的一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路。

为了解决以上技术问题，本发明提供一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，包括功率逆变电路，其中，所述功率逆变电路包括六个可控功率开关、两个功率二极管和两个功率电感，所述逆变器电路还包括自举驱动电路，所述自举驱动电路包括四个二极管、四个电容和一个驱动电源，所述自举驱动电路为所述功率逆变电路中各可控功率开关提供驱动电压，所述功率逆变电路的输入端电连接前级电路的输出母线电压，所述功率逆变电路的输出端电连接电网。

优选的，所述六个可控功率开关分别为可控功率开关Q1、可控功率开关Q2、可控功率开关Q3、可控功率开关Q4、可控功率开关Q5和可控功率开关Q6，所述两个功率二极管分别为功率二极管D7和功率二极管D8，所述的两个功率电感为功率电感L1和功率电感L2；

所述可控功率开关Q1的阳极与所述可控功率开关Q2的阳极电连接后电连接所述母线电压的正端，所述可控功率开关Q1的阴极电连接所述功率电感L1的一端，所述功率电感L1的另一端电连接电网的L端，所述可控功率开关Q2的阴极电连接所述功率电感L2的一端，所述功率电感L2的另一端电连接电网的N端；

所述可控功率开关Q3的阳极电连接所述可控功率开关Q1的阴极，所述可控功率开关Q3的阴极电连接所述可控功率开关Q5的阳极，所述可控功率开关Q5的阴极电连接所述母线电压的负端；所述可控功率开关Q4的阳极电连接所述可控功率开关Q2的阴极，所述可控功率开关Q4的阴极电连接所述可控功率开关Q6的阳极，所述可控功率开关Q6的阴极电连接接母线电压的负端；

所述功率二极管D8的阳极电连接所述可控功率开关Q3的阴极，所述功率二极管D8的阴极电连接所述可控功率开关Q2的阴极，所述功率二极管D7的阳极电连接所述可控功率开关Q4的阴极，所述功率二极管D7的阴极电连接所述可控功率开关Q1的阴极。

优选的，所述四个二极管分别为二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4，所述六个电容分别为电容C1、电容C2、电容C3、电容C4、电容C5和电容C6，所述驱动电源为Vdri；

所述电容C1的一端电连接所述可控功率开关Q1的阴极，所述电容C1的另一端电连接所述二极管D1的阴极，所述电容C2的一端电连接所述可控功率开关Q2的阴极，所述电容C2的另一端电连接所述二极管D2的阴极，所述电容C3的一端电连接所述可控功率开关Q3的阴极，所述电容C3的另一端电连接所述二极管D3的阴极，所述电容C4的一端电连接所述可控功率开关Q4的阴极，所述电容C4的另一端电连接所述二极管D4的阴极，所述电容C5的一端电连接所述可控功率开关Q5的阴极，所述电容C5的另一端电连接所述驱动电源Vdri的正端，所述电容C6的一端电连接所述可控功率开关Q6的阴极，所述电容C6的另一端电连接所述驱动电源Vdri的正端；

所述二极管D1的阳极电连接所述二极管D4的阴极，所述二极管D2的阳极电连接所述二极管D3的阴极，所述二极管D3的阳极和所述二极管D4的阳极共同电连接所述驱动电源Vdri的正端，所述驱动电源Vdri的负端电连接所述母线电压的负端。

优选的，所述可控功率开关为IGBT，所述可控功率开关的阳极为所述IGBT的C极，所述可控功率开关的阴极为所述IGBT的E极。

优选的，所述可控功率开关为MOSEFT管，所述可控功率开关的阳极为所述MOSEFT管的D极，所述可控功率开关的阴极为所述MOSEFT管的S极。

优选的，所述电容C1、电容C2、电容C3和电容C4为等值电容。

优选的，所述功率电感为铁硅铝磁芯绕制，所述功率电感L1与所述功率电感L2分别为独立的功率电感；或者所述功率电感为铁硅铝磁芯绕制，所述功率电感L1与所述功率电感L2为耦合的功率电感。

优选的，所述可控功率开关Q3和所述可控功率开关Q4工作在低频开关状态，所述可控功率开关Q1、所述可控功率开关Q6、所述可控功率开关Q2和所述可控功率开关Q5工作在高频开关状态。

优选的，所述可控功率开关Q3和所述可控功率开关Q4的状态根据电网电压的极性进行切换。

优选的，所述可控功率开关Q1、所述可控功率开关Q6、所述可控功率开关Q2和所述可控功率开关Q5的状态按照单极性SPWM调制方式进行控制。

本发明提出一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，该电路在经典H桥逆变器电路基础上，通过增加两个可控功率开关和两个功率二极管，并采用类单极性SPWM调制方式，使其既有较高的转换效率，又不会产生漏电流；同时，其自身的电路特点和调制方式，使得其各个浮地可控功率开关的隔离驱动电源可以通过自举的方式产生，电路简单，不需要专门的控制，进一步降低了电路的成本。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明：

图1是本发明一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路实施例的电路原理图；

图2是本发明一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路实施例的调制方式示意图；

图3是本发明一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路实施例的工作模态图；

图4是本发明一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路实施例的3KW理论分析波形图

图5是本发明一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路实施例的3KW实际测试波形图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明，使本发明的上述及其它目的、特征和优势将更加清晰。在全部附图中相同的附图标记指示相同的部分。并未刻意按比例绘制附图，重点在于示出本发明的主旨。

实施例：

本发明提供一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，包括功率逆变电路，其中，所述功率逆变电路包括六个可控功率开关、两个功率二极管和两个功率电感，所述逆变器电路还包括自举驱动电路，所述自举驱动电路包括四个二极管、四个电容和一个驱动电源，所述自举驱动电路为所述功率逆变电路中各可控功率开关提供驱动电压，所述功率逆变电路的输入端电连接前级电路的输出母线电压，所述功率逆变电路的输出端电连接电网。所述功率开关用于导通或切断电流通路，所述功率电感用于所述逆变器电路输出电流滤波。

如图1所示，所述六个可控功率开关分别为可控功率开关Q1、可控功率开关Q2、可控功率开关Q3、可控功率开关Q4、可控功率开关Q5和可控功率开关Q6，所述两个功率二极管分别为功率二极管D7和功率二极管D8，所述的两个功率电感为功率电感L1和功率电感L2。

所述可控功率开关Q1的阳极与所述可控功率开关Q2的阳极电连接后电连接所述母线电压的正端，所述可控功率开关Q1的阴极电连接所述功率电感L1的一端，所述功率电感L1的另一端电连接电网的L端，所述可控功率开关Q2的阴极电连接所述功率电感L2的一端，所述功率电感L2的另一端电连接电网的N端。

所述可控功率开关Q3的阳极电连接所述可控功率开关Q1的阴极，所述可控功率开关Q3的阴极电连接所述可控功率开关Q5的阳极，所述可控功率开关Q5的阴极电连接所述母线电压的负端；所述可控功率开关Q4的阳极电连接所述可控功率开关Q2的阴极，所述可控功率开关Q4的阴极电连接所述可控功率开关Q6的阳极，所述可控功率开关Q6的阴极电连接接母线电压的负端。

所述功率二极管D8的阳极电连接所述可控功率开关Q3的阴极，所述功率二极管D8的阴极电连接所述可控功率开关Q2的阴极，所述功率二极管D7的阳极电连接所述可控功率开关Q4的阴极，所述功率二极管D7的阴极电连接所述可控功率开关Q1的阴极。

所述四个二极管分别为二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4，所述六个电容分别为电容C1、电容C2、电容C3、电容C4、电容C5和电容C6，所述驱动电源为Vdri。

所述电容C1的一端电连接所述可控功率开关Q1的阴极，所述电容C1的另一端电连接所述二极管D1的阴极，所述电容C2的一端电连接所述可控功率开关Q2的阴极，所述电容C2的另一端电连接所述二极管D2的阴极，所述电容C3的一端电连接所述可控功率开关Q3的阴极，所述电容C3的另一端电连接所述二极管D3的阴极，所述电容C4的一端电连接所述可控功率开关Q4的阴极，所述电容C4的另一端电连接所述二极管D4的阴极，所述电容C5的一端电连接所述可控功率开关Q5的阴极，所述电容C5的另一端电连接所述驱动电源Vdri的正端，所述电容C6的一端电连接所述可控功率开关Q6的阴极，所述电容C6的另一端电连接所述驱动电源Vdri的正端。

所述二极管D1的阳极电连接所述二极管D4的阴极，所述二极管D2的阳极电连接所述二极管D3的阴极，所述二极管D3的阳极和所述二极管D4的阳极共同电连接所述驱动电源Vdri的正端，所述驱动电源Vdri的负端电连接所述母线电压的负端。

如图2所示，在本实施中，所述可控功率开关Q3和所述可控功率开关Q4工作在低频开关状态，所述可控功率开关Q1、所述可控功率开关Q6、所述可控功率开关Q2和所述可控功率开关Q5工作在高频开关状态。所述可控功率开关Q3和所述可控功率开关Q4的状态根据电网电压的极性进行切换。所述可控功率开关Q1、所述可控功率开关Q6、所述可控功率开关Q2和所述可控功率开关Q5的状态按照单极性SPWM调制方式进行控制。

本实施例的工作原理：

功率逆变部分：当电网电压正半周时，在一个开关周期Ts内，可控功率开关Q1、Q4、Q6同时导通的ton时间段(ton与Ts的比值定义为占空比D)，它们与功率电感L1、L2构成连接母线电压Vdc与电网Grid之间的正向斩波通道，电流沿Vdc+→Q1→L1→Grid→L2→Q4→Q6→Vdc-路径从母线流向电网，输出交流功率，其工作模态如图3(a)所示,其中粗实线代表功率电流通路；可控功率开关在Q1、Q6关断，只有Q4导通的toff阶段（toff=Ts-Ton），Q4、D7、L1、L2和Grid构成正向续流通道，电流沿L1→Grid→L2→Q4→D7路径进行续流，保证L1和L2内存储能量的连续，其工作模态如图3(b)所示。

当电网电压负半周时，在一个开关周期Ts内，可控功率开关Q2、Q3、Q5同时导通ton时间内，它们与功率电感L1、L2构成连接母线电压Vdc与电网Grid之间的负向斩波通道，电流沿Vdc+→Q2→L2→Grid→L1→Q3→Q5→Vdc-路径从母线流向电网，输出交流功率，其工作模态如图3(c)所示；当Q2、Q5关断，在只有Q3导通的toff阶段，Q3、D8、L1、L2和Grid构成负向续流通道，电流沿L2→Grid→L1→Q3→D8路径进行续流，保证L1和L2内存储能量的连续，其工作模态如图3(d)所示。

由于各功率开关的导通与关断时序是按照单极性SPWM方式进行调制，理论分析可知，其输出电流的基波为以电网电压同频同相的正弦电流，经过功率电感L1、L2对开关次纹波滤波后，形成流入电网Grid的并网电流。

自举驱动部分：由于可控功率开关Q5、Q6与母线电压Vdc共地，所以驱动电源Vdri可以直接提供给可控功率开关Q5、Q6作为驱动电源。在电网电压正半周，当可控功率开关Q1、Q4、Q6同时导通时，Vdri除了直接给Q6提供驱动电源，还通过Vdri+→D4→C4→Q6→Vaux-回路对电容C4充电得到可控功率开关Q4的驱动电压V4，根据可控功率开关Q6的导通时间ton和可控功率开关Q4的驱动电流选取合适的电容C4值，即可保证V4被完全充电并稳定在与驱动电源相同的电压值Vdri；当可控功率开关Q1、Q6关断，只有可控功率开关Q4仍导通时，电容C4除了向可控功率开关Q4提供驱动电源外，还会通过C4+→D1→C1→L1→Grid→L2→Q4→C4-的回路给电容C1充电至Vdri；当下一个开关周期Ts开始，Q1、Q6再次导通时，C1给Q1提供驱动电源。在电网电压负半周，当可控功率开关Q2、Q3、Q5同时导通时，驱动电源Vdri除了直接给可控功率开关Q5提供驱动电源外，还会通过Vdri+→D3→C3→Q5→Vaux-对电容C3充电至驱动电源Vdri，得到可控功率开关Q3的驱动电压V3；当可控功率开关Q2、Q5关断，只有可控功率开关Q3导通时，电容C3除了直接给可控功率开关Q3提供驱动电源，还通过C3+→D2→C2→L2→L1→Q3→C3-的回路给电容C2充电至驱动电源Vdri；当下一个开关周期Ts开始，可控功率开关Q2、Q5再次导通时，电容C2给可控功率开关Q2提供驱动电源。

以3KW并网逆变器来论证本电路的可行性，该逆变器的参数如下：

整机额定功率：     3KW；

母线电压Vdc：      400V；

电网电压Vac:       220V/50Hz;

滤波电感L1、L2:    1mH

高频管开关频率：   20KHz

驱动电源Vdri：      15V；

自举驱动电容：      C1=C2=C3=C4=4.7uF

按照上述参数设置，选择600V/47A的IGBT作为可控功率开关，选择600V/20A的超快恢复二极管作为续流二极管，选择由铁硅铝磁芯绕制的输出滤波电感构成整个功率回路；选择50V/4.7uF的陶瓷电容作为自举驱动回路的充电电容C1～C4，选择600V/1A的超快恢复二极管作为自举充电二极管D1～D4。通过TI的DSP芯片TMS320F2808作为核心控制CPU搭建数字控制电路，对主功率电路机型单极性SPWM并网控制。

通过理论分析可知，在电网电压正半周，ton阶段，桥臂中点输出共模电压为0.5*(Vdc+0)=0.5Vdc;toff阶段，桥臂中点输出共模电压为0.5*(0.5Vdc+0.5Vdc)=0.5Vdc;即在整个开关周期Ts内，桥臂中点输出共模电压恒定为0.5Vdc,因此其在寄生共模电容上引起的共模电流为0；通过同样的分析可知，在电网电压负半周，在整个开关周期Ts内，桥臂中点输出共模电压恒定为0.5Vdc，在寄生共模电容上引起的共模电流为0。所以，该电路在单极性SPWM调制模式下，不会带来漏电流问题。图4(b)为网侧漏电流的仿真波形，其中等效寄生电容设置为100nF。从仿真结果可见，只有在并网电流过零点时由于低频管Q3，Q4切换死区时间的设置会带来几十个毫安的尖峰漏电流，其余区间不存在漏电流，因而在整个工频周期内漏电流的平均值很小，小于10mA,远低于并网标准规定的允许值。

实际试验并网电流波形和漏电流波形分别如图5，按照并网标准规定的测试条件下，其交流侧漏电流实测为6.8mA，远低于30mA允许值。试验波形论证了方案的额可行性。

当然，所述可控功率开关为IGBT，所述可控功率开关也可为MOSEFT管。

本发明提出一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，该电路在经典H桥逆变器电路基础上，通过增加两个可控功率开关和两个功率二极管，并采用类单极性SPWM调制方式，使其既有较高的转换效率，又不会产生漏电流；同时，其自身的电路特点和调制方式，使得其各个浮地可控功率开关的隔离驱动电源可以通过自举的方式产生，电路简单，不需要专门的控制，进一步降低了电路的成本。

由于低频功率管和两个附加二极管的引入，使得电感电流续流阶段，电网与母线电压完全脱离，从而保持了桥臂中点输出电压的恒定，避免了因逆变器桥臂中点输出电压的开关次高频脉动而通过寄生电容带来的漏电流，适合于非隔离并网逆变器应用。即该电路同时兼具了单极性SPWM调制的H桥逆变器高转换效率的优点和双极性SPWM调制H桥逆变器低漏电流问题的优点。

同时，结合该电路自身结构特点和控制方式所引入的自举驱动电路，在无需多路隔离驱动电源和专门控制的情况下，即可得到各浮地功率管的隔离驱动电压，从而降低了电路的工作成本。

在以上的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是以上描述仅是本发明的较佳实施例而已，本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，因此本发明不受上面公开的具体实施的限制。同时任何熟悉本领域技术人员在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (10)

1.一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，包括功率逆变电路，其特征在于，所述功率逆变电路包括六个可控功率开关、两个功率二极管和两个功率电感，所述逆变器电路还包括自举驱动电路，所述自举驱动电路包括四个二极管、四个电容和一个驱动电源，所述自举驱动电路为所述功率逆变电路中各可控功率开关提供驱动电压，所述功率逆变电路的输入端电连接前级电路的输出母线电压，所述功率逆变电路的输出端电连接电网。

2.根据权利要求1所述的一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，其特征在于，所述六个可控功率开关分别为可控功率开关Q1、可控功率开关Q2、可控功率开关Q3、可控功率开关Q4、可控功率开关Q5和可控功率开关Q6，所述两个功率二极管分别为功率二极管D7和功率二极管D8，所述的两个功率电感为功率电感L1和功率电感L2；

所述可控功率开关Q1的阳极与所述可控功率开关Q2的阳极电连接后电连接所述母线电压的正端，所述可控功率开关Q1的阴极电连接所述功率电感L1的一端，所述功率电感L1的另一端电连接电网的L端，所述可控功率开关Q2的阴极电连接所述功率电感L2的一端，所述功率电感L2的另一端电连接电网的N端；

所述可控功率开关Q3的阳极电连接所述可控功率开关Q1的阴极，所述可控功率开关Q3的阴极电连接所述可控功率开关Q5的阳极，所述可控功率开关Q5的阴极电连接所述母线电压的负端；所述可控功率开关 Q4的阳极电连接所述可控功率开关Q2的阴极，所述可控功率开关Q4的阴极电连接所述可控功率开关Q6的阳极，所述可控功率开关Q6的阴极电连接接母线电压的负端；

所述功率二极管D8的阳极电连接所述可控功率开关Q3的阴极，所述功率二极管D8的阴极电连接所述可控功率开关Q2的阴极，所述功率二极管D7的阳极电连接所述可控功率开关Q4的阴极，所述功率二极管D7的阴极电连接所述可控功率开关Q1的阴极。

3.根据权利要求2所述的一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，其特征在于，所述四个二极管分别为二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4，所述六个电容分别为电容C1、电容C2、电容C3、电容C4、电容 C5和电容C6，所述驱动电源为Vdri；

所述电容C1的一端电连接所述可控功率开关Q1的阴极，所述电容C1的另一端电连接所述二极管D1的阴极，所述电容C2的一端电连接所述可控功率开关Q2的阴极，所述电容C2的另一端电连接所述二极管D2的阴极，所述电容C3的一端电连接所述可控功率开关Q3的阴极，所述电容C3的另一端电连接所述二极管D3的阴极，所述电容C4的一端电连接所述可控功率开关Q4的阴极，所述电容C4的另一端电连接所述二极管D4的阴极，所述电容C5的一端电连接所述可控功率开关Q5的阴极，所述电容C5的另一端电连接所述驱动电源Vdri的正端，所述电容C6的一端电连接所述可控功率开关Q6的阴极，所述电容C6的另一端电连接所述驱动电源Vdri的正端；

所述二极管D1的阳极电连接所述二极管D4的阴极，所述二极管D2的阳极电连接所述二极管D3的阴极，所述二极管D3的阳极和所述二极管D4的阳极共同电连接所述驱动电源Vdri的正端，所述驱动电源Vdri的负端电连接所述母线电压的负端。

4.根据权利要求3所述的一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，其特征在于，所述可控功率开关为IGBT，所述可控功率开关的阳极为所述IGBT的C极，所述可控功率开关的阴极为所述IGBT的E极。

5.根据权利要求3所述的非隔离并网逆变器电路，其特征在于，所述可控功率开关为MOSEFT管，所述可控功率开关的阳极为所述MOSEFT管的D极，所述可控功率开关的阴极为所述MOSEFT管的S极。

6.根据权利要求3所述的一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，其特征在于，所述电容C1、电容C2、电容C3和电容C4为等值电容。

7.根据权利要求3所述的一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，其特征在于，所述功率电感为铁硅铝磁芯绕制，所述功率电感L1与所述功率电感L2分别为独立的功率电感；或者所述功率电感为铁硅铝磁芯绕制，所述功率电感L1与所述功率电感L2为耦合的功率电感。

8.根据权利要求3所述的一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，其特征在于，所述可控功率开关Q3和所述可控功率开关Q4工作在低频开关状态，所述可控功率开关Q1、所述可控功率开关Q6、所述可控功率开关Q2和所述可控功率开关Q5工作在高频开关状态。

9.根据权利要求8所述的一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，其特征在于，所述可控功率开关Q3和所述可控功率开关Q4的状态根据电网电压的极性进行切换。

10.根据权利要求8所述的一种自举驱动单极性SPWM调制非隔离并网逆变电路，其特征在于，所述可控功率开关Q1、所述可控功率开关Q6、所述可控功率开关Q2和所述可控功率开关Q5的状态按照单极性SPWM调制方式进行控制。

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