CN103701753A - 一种消除ofdm系统cpe的差分极化调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种消除OFDM系统CPE的差分极化调制方法，属于无线通信技术领域。本发明利用信号的极化域，提出采用同时同频传输极化信号，并在接收端反相差分解调的DPOLSK消除CPE方案。在发射端通过极化调制产生的极化信号，利用该信号两分量的相位差携带发射信息，在接收端接收极化信号两分量受CPE影响，其星座旋转角度相等，利用反相可使其中一路分量星座旋转方向相反，再通过差分相乘抵消星座旋转，达到消除CPE的目的，同时解调出发射信息。本发明无需获取相位噪声的先验信息，不用复杂的预估算法，实时性强，用于消除CPE对OFDM接收信号的影响，降低了系统的BER。

Description

一种消除OFDM系统CPE的差分极化调制方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及极化调制技术和OFDM系统中的相位噪声。具体地说，是指一种消除OFDM系统CPE的差分极化调制方法。

背景技术

随着无线宽带网络时代的到来，正交频分复用（Orthogonal frequency divisionmultiplexing，OFDM）技术作为一种高效的多载波技术得到了广泛应用，其具有高频谱利用率，对码间干扰（inter-symbol interference，ISI）有较好的抑制性能，对多载波造成的多径效应有较好的鲁棒性。但OFDM系统中本地振荡器由于受到噪声和扰动导致输出不理想，会产生相位噪声（Phase Noise,PHN），造成OFDM系统接收信号子载波星座发生公共相位误差（Common Phase Error，CPE），导致误比特率（Bit Error Ratio，BER）的上升。

现有解决CPE对接收信号影响的技术主要有：本地振荡器（Local Oscillator，LO）硬件设计、基于导频估计补偿法、自消除法、面向判决补偿法等。这些抑制CPE的方法中各自有不足之处，如LO硬件设计需要更多的资金支持，会使设备变的更加昂贵；基于导频估计补偿法，需要对导频额外设计，并在接收端需要额外的开销对导频中携带的信息进行提取和处理，时延较大，在高速通信中实用性差；面向判决补偿法依赖于码元间的相关性，对判决误差较敏感，如码元间变化较大时，会造成很大误差，且复杂度较高；自消除法的频谱只有采用传统调制的OFDM系统的一半，存在频谱效率极低的问题。因此，目前现有的OFDM系统中PHN抑制消除的技术普遍存在消耗大，复杂度高等问题，在实际应用中存在明显缺陷，不具有普遍适用性。

发明内容

为了降低CPE对接收信号BER的影响，本发明提供了一种使用差分极化调制（DifferentialPolarization Shift Keying，DPOLSK）技术的CPE消除方法，应用于OFDM系统中。

随着无线通信系统中双极化天线的普遍应用，使用极化调制来传输无线信号也变得可能。但目前传统调制技术都是使用载波的幅度、相位或频率来承载调制信号的信息，而同样能反映信号本质属性的矢量信息——极化信息却未被利用，这造成了对信号固有信息利用的重大损失。本发明利用信号的极化域，提出采用同时同频传输极化信号，并在接收端反相差分解调的DPOLSK(见参考文献[1]:Kohichi Tamura,Stephen B.Alexander,Vincent W.S.Chan,andDon M.Boroson,“Phase-Noise-Canceled Differential Phase-Shift-Keying(PNC-DPSK)forCoherent Optical Communication System,”Journal of Ligthwave Technology,Vol.8,No.2,pp.691-698,May1990.和参考文献[2]:Yoh Imai,Keigo Iizuka,and Robert T.B.James,“Phase-Noise-Free Coherent Optical Communication System Utilizing Differential PolarizationShift Keying(DPolSK),”Journal of Ligthwave Technology,Vol.8,No.5,pp.190-201,February1990)消除CPE方案。在发射端通过极化调制产生的极化信号，利用该信号两分量的相位差携带发射信息。在接收端接收极化信号两分量受CPE影响，其星座旋转角度相等，利用反相可使其中一路分量星座旋转方向相反，再通过差分相乘抵消星座旋转，达到消除CPE的目的，同时解调出发射信息。本发明无需获取相位噪声的先验信息，不用复杂的预估算法，实时性强，由于利用极化信号的正交分量同时通信传输信息，采用本发明的OFDM系统与采用传统调制OFDM系统的频谱效率相同。该方法利用载波信号的极化特征来承载调制信息，设计了应用于OFDM系统中的差分极化调制解调方法，用于消除CPE对OFDM接收信号的影响，降低了系统的BER。

本发明提供的所述的消除OFDM系统CPE的差分极化调制方法，具体步骤如下：

第一步，对原始数据信息进行极化调制，将原始数据信息调制为发射极化信号X[k]，

X[k]＝[X^H[k]X^V[k]]，k＝0,1,…,N-1       (1)其中，X^H[k]，X^V[k]分别为调制极化信号的水平和垂直分量，为利用两分量的相位差携带发射数据信息，设计两分量为：

X^H[k]＝E_He^-jθ(t)                (2)

X^V[k]＝E_Ve^-jqθ(t)               (3)其中，E_H和E_V分别为极化信号的水平和垂直分量的幅度值，q为相位差控制系数，θ(t)为发射信号的相位；

第二步，对极化调制后信号进行解调：极化信号两个分量在OFDM接收模块处理后，对其中一个分量反相，再与未反相的另一个极化信号分量相乘，得到相位差；

第三步，对相位差信号逆映射得发射数据信息。

本发明的有益效果有：

(1)通过极化状态承载信息，发掘了信号极化特性的可利用性；

(2)利用极化调制的正交特性，使用一路信号传输正交的两个极化分量，解决了自消除方案的频谱效率低的问题；

(3)利用硬件实现极化调制和差分极化解调，解决了现有CPE补偿算法的复杂度高，时延大的问题；

(4)充分利用现有无线通信中普遍使用的双极化天线，仅对现有OFDM系统进行小改动，即实现了极化调制，并能消除CPE影响，解决了重新设计低相位噪声本地振荡器所带来的高投入、终端成本价格增加的问题。

附图说明

图1：本发明实施例的使用差分极化调制技术的OFDM系统调制解调设计图；

图2：本发明采用DPOLSK技术的OFDM系统在有无CPE条件下BER性能对比图（坐标图）；

图3：本发明与QAM调制在OFDM系统存在CPE和无CPE条件下BER性能对比图（坐标图）；

图4：本发明与共轭自消除技术在OFDM系统存在CPE和无CPE条件下BER性能对比图（坐标图）。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。

本发明提供一种消除OFDM系统CPE的差分极化调制方法，所述方法中，首先假设OFDM系统中发射端第k路并行信号为X[k]，k＝0,1,...,N-1，接收端经过FFT变换后的第k路信号为Y[k]，k＝0,1,...,N-1，N为OFDM系统子载波数。那么受到相位噪声干扰的OFDM系统中Y[k]与X[k]之间的关系为：

$Y\left[k\right]=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φ}\left(n{T}_s\right)}X\left[k\right]+\frac{1}{N}\underset{r=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φ}\left(n{T}_s\right)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πkn}}{N}}X\right[{(k-r)}_N\left]\right)+W\left[k\right]---\left(4\right)$

k＝0,1,...,N-1

式（4）中(k-r)_N代表((k-r)modN)即(k-r)与N模2相乘，W[k]为高斯白噪声的频域表示，T_s为接收端采样间隔时间，nT_s代表采样时间，φ(nT_s)为接收端采样后的相位噪声数字表示，

为LO输出基带等效相位噪声，r＝0,1,...,N-1为子载波序数。

式（4）表明了在OFDM系统中第k路信号受相位噪声的影响，式（4）中的第一项 $\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φ}\left(n{T}_s\right)}X\left[k\right]$ 为CPE，第二项 $\frac{1}{N}\underset{r=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φ}\left(n{T}_s\right)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πkn}}{N}}X\right[{(k-r)}_N\left]\right)$ 为ICI（子载波间干扰）。ICI对OFDM系统影响的研究目前有很多，也得到较好的解决，见参考文献[3]:Qiyue Zou,A.Tarighat,and A.H.Sayed,“Compensation of Phase Noise in OFDM Wireless Systems,”IEEE Trans.on Signal Processing,Vol.55,No.11,pp.5404-5424,2007.参考文献[4]:Koschel,L.and Kortke,“A.Frequency synchronization and phase offset tracking in a real-time60-GHz CS-OFDMMIMO system,”IEEE Personal Indoor and Mobile Radio Communications(PIMRC),vol.2012,pp.2281-2286.2012.参考文献[5]:Guanghui Liu and Weile Zhu,“Compensation of phase noise inOFDM systems using an ICI reduction scheme,”IEEE Trans.On Broadcasting,Vol.50,No.4,December2004.参考文献[6]:Heung-Gyoon Ryu,Yingshan Li and Jin-Soo Park“An ImprovedICI Reduction Method in OFDM Communication System,”IEEE Trans.On Broadcasting,Vol.51,No.3,September2005.参考文献[7]:Ma,C.,Liu,S.and Huang,C.“A Simple ICI SuppressionMethod Utilizing Cyclic Prefix for OFDM Systems in the Presence of Phase Noise,”IEEE Trans.on Communications,No.99,pp.1-12,2013.本发明中主要考虑CPE对系统的影响，因此忽略式(1)中ICI项得：

$Y\left[k\right]=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φ}\left(n{T}_s\right)}X\left[k\right]+W\left[k\right],k=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(5\right)$

式（5）中为CPE项，其中

为一累加和项，为一定值，会造成当前子载波相位的旋转。不论k取多少，所述累加和项的形式和值都不会发生变化。由CPE项表达式可见，

对任意一个子载波上的信号造成的影响都是一样的，其导致接收信号星座图的整体旋转，造成解调判决出错，令系统误码率恶化。

采用DPOLSK（差分极化键控）的OFDM系统如图1所示，原始数据信息在发射端通过极化调制，利用极化信号的垂直分量与水平分量的相位差携带发射数据信息，极化调制后的水平和垂直分量分量X^H[k]和X^V[k]分别送入上下两支路的OFDM发射模块，在OFDM发射模块中包含串并变换、IFFT、并串、加循环前缀、上变频等单元，最后通过正交双极化天线发射模拟极化信号。极化信号到达接收端时，受到信道中模拟加性高斯白噪声w(t)和LO产生的模拟相位噪声e^jφ(t)的影响。在接收端，同样采用上下两支路OFDM接收模块分别对极化信号的两个正交分量处理，OFDM接收模块中均包含下变频、去循环前缀、串并和FFT等处理。接收信号经过OFDM接收模块处理后，其中一个分量反相，再将反相信号分量与未反相信号分量差分相乘得到相位差信息，并消除CPE影响，最后通过逆映射，解调得到原始发射数据。

本发明提供的消除OFDM系统CPE的差分极化调制方法，包括调制、解调和频谱分析等内容，具体如下：

A.对原始数据信息进行极化调制。

采用极化调制的框图如图1所示，通过极化调制将原始数据信息调制为极化信号X[k]，

X[k]＝[X^H[k]X^V[k]]，k＝0,1,…,N-1       (1)

其中，X^H[k]，X^V[k]分别为调制极化信号的水平和垂直分量，为利用两分量的相位差携带发射数据信息，设计两分量为：

X^H[k]＝E_He^-jθ(t)              (2)

X^V[k]＝E_Ve^-jqθ(t)             (3)

其中，E_H和E_V分别为极化信号的水平和垂直分量的幅度值。比较式(2)和式(3)，两式的不同之处在于式(3)中的信号相位项前多了乘积项q，q可定义为相位差控制系数，发送数据信息即包含在两路信号的相位差值(1-q)θ(t)中，发射信号的相位θ(t)为定值，由发送数据信息来控制q值，可达到任意阶调制，完成用极化状态承载信息的目的。如调制阶数为2时，原始数据为0或1，可令θ(t)为π，对应q的取值为0或1，此时便可用两种极化状态来承载信息。

B.对极化后信号进行解调。

针对CPE会使OFDM系统接收端信号的星座发生整体旋转，本发明中在接收端采用反相差分相乘消除CPE。极化信号两个分量在OFDM接收模块处理后，对其中一个分量反相，会令该分量信号受到的CPE影响反相即信号星座旋转方向相反。再与未反相的另一个极化信号分量相乘，则两路受到大小相等且旋转方向相等的CPE影响便可消除，同时得到相位差，便可恢复发射数据信息，如图1所示。

在实际系统中，相位噪声的值往往较小（但相位噪声在OFDM系统中的影响不可忽略），可认为φ[nT_s]远小于1。这样可以近似得到此时CPE可近似为（见参考文献[8]:J.L.Zamorano,J.Nsenga,W.Van Thillo,A.Bourdoux and Horlin F.,“Impact of PhaseNoise on OFDM and SC-CP,”IEEE Global Telecommunications Conference,2007.GLOBECOM'07.,pp.3822-3825,2007.），

${\mathrm{PHN}}_{\mathrm{CPE}}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φ}\left(n{T}_s\right)}$

$\≈1+\frac{j}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\φ}\left[n{T}_s\right]---\left(6\right)$

$\≈e^{j\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{n-1}\mathrm{\φ}\left[n{T}_s\right]}$

令接收端经过FFT后的极化信号为Y[k]，由式（5）和式（6）可得系统接收端信号Y[k]与发射端信号X[k]关系为：

$Y\left[k\right]=\frac{1}{N}X\left[k\right]\·e^{j\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}\mathrm{\φ}\left[n{T}_s\right]}+W\left[k\right],k=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(7\right)$

Y[k]的水平与垂直两分量Y^H[k]和Y^V[k]同时到达接收端，受到相同LO产生的相位噪声影响，由CPE造成的两分量星座旋转角度相同。对其中一路分量反相，以垂直极化分量反相为例，水平极化分量保持不变，反之亦然，不再赘述。

$Y^{V-}\left[k\right]=\frac{1}{N}{X}^{V-}\left[k\right]\·e^{\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}\mathrm{\φ}\left[n{T}_s\right]}+W\left[k\right],k=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(8\right)$

水平分量为，

$Y^H\left[k\right]=\frac{1}{N}{X}^H\left[k\right]\·e^{j\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}\mathrm{\φ}\left[n{T}_s\right]}+W\left[k\right],k=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(9\right)$

对式（8）和式(9)所示两分量采用差分相乘，文中重点分析CPE影响，忽略高斯噪声，差分相乘后的差分信号R[k]可表示为，

$R\left[k\right]=Y^H\left[k\right]\·Y^{V-}\left[k\right]=X^H\left[k\right]e^{j\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}\mathrm{\φ}\left[n{T}_s\right]}\·X^{V-}\left[k\right]e^{-j\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}\mathrm{\φ}\left[n{T}_s\right]}---\left(10\right)$

C.CPE消除及频谱效率分析。

式(10)中

和

分别为水平分量和垂直分量受到的CPE影响，两项模值相等且共轭，也即是CPE项对两个分量的星座分别造成了方向相反角度相同的旋转。由于差分信号R[k]是两分量的相乘值，可知此时R[k]受CPE的影响为：

$\mathrm{CPE}=e^{j\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}\mathrm{\φ}\left[n{T}_s\right]}\·e^{-j\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N-1}\mathrm{\φ}\left[n{T}_s\right]}=e^0=1---\left(11\right)$

由式(11)可见，通过反相差分相乘后OFDM接收信号受CPE的影响被完全消除。同时通过所提方案也可得到携带发射数据信息的相位差信息。

R[k]＝X^H[k]·X^V-[k]＝E_HE_Ve^-jθ(t)e^jqθ(t)         (12)

＝Ee^{-j((1-q)θ(t))}

式(12)中差分后信号R[k]最终只包含相位差(1-q)θ(t)信息，将此相位差信息逆映射可得发射数据信息。如在2阶调制中，若(1-q)θ(t)＝0，则对应码元为0，(1-q)θ(t)＝π时，码元为1，经过逆映射和判决即可得到发射数据信息。

本发明提供的方法中，假设OFDM系统每秒传输k个比特，采用传统调制（QAM、PSK等）方案时所需带宽为B。文献[9][10]（见参考文献[9]:Guanghui Liu and Weile Zhu,“Compensation of phase noise in OFDM systems using an ICI reduction scheme,” IEEE Trans. OnBroadcasting, Vol.50, No.4, December 2004. 参考文献[10]:Heung-Gyoon Ryu, Yingshan Li andJin-Soo Park “An Improved ICI Reduction Method in OFDM Communication System,” IEEE Trans.On Broadcasting, Vol.51, No.3, September 2005.）中所提出的采用自消除法方案的OFDM系统，通过增加冗余信息，在同一时刻利用两个信道传输相同信息，因此该方案在相同时间内传输相同k个比特所需带宽为2B。本发明提出的方法相比较传统自消除方法，也采用增加冗余信息来消除CPE，但冗余信息承载在极化信号两个正交分量上，传输时只占一个信道的频谱资源，因此其所需带宽为B，与传统调制方案时相同。

通过上述分析可得三种不同方案的频谱效率分别为：

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{org}}=\frac{k}{B},{\mathrm{\η}}_{\mathrm{self}-\mathrm{conj}}=\frac{k}{2B},{\mathrm{\η}}_{\mathrm{DPOLSK}}=\frac{k}{B}---\left(13\right)$

由式(13)可见，采用DPOLSK方案的频谱效率与传统方案相同，而自消除法方案的频谱效率为其他两种的2倍，可见文中提出方案的频谱效率保持不变，要优于自消除方案。

从上述分析可知，本发明所提采用DPOLSK的OFDM系统CPE消除方案能充分利用信号的极化域保证频谱效率与传统调制方案一致，同时在接收端共轭差分相乘避免了设计复杂补偿算法，有效消除CPE的影响，简化了接收端设计，且实时性更好。

通过仿真验证本发明的性能，仿真将采用DPOSLK的OFDM系统与采用正交幅度调制（Quadrature Amplitude Modulation,QAM）的传统OFDM系统和采用了共轭自消除方法的OFDM系统作对比，BER被用来作为衡量不同系统是否存在相位噪声时的性能。在信道采用AWGN信道，通过改变发射信号与AWGN噪声的功率比即SNR（Signal to Noise Ratio）E_b/N₀（其中E_b为发射信号功率，N₀高斯白噪声功率），对比各系统的BER，以此衡量不同方案的性能。

仿真场景设定为OFDM系统不存在CPE和相位噪声在LO中心频率为0Hz时功率谱密度（Power Spectral Density，PSD），即PSD（0）时为-72dBc/Hz、-78dBc/Hz的情况下CPE对接收信号影响的情况下仿真，设定OFDM子载波数为64，CP长度为16。相位噪声带宽为1MHz，采样频率为80e6Hz，相位噪声基底噪声为-120dBc。DPOLSK和QAM调制皆用了最大似然准则判决解调。

采用DPOLSK的OFDM系统在不同PHN的PSD时的BER特性对比如图2所示，PHN的PSD（0）分别取-72dBc/Hz和-76dBc/Hz。在实际无线通信中为提高系统的频谱效率和数据传输速率，OFDM系统往往使用的高阶调制，因此图2中的曲线a、b和c分别代表4阶DPOLSK在无CPE、相位噪声PSD（0）为-72dBc/Hz和-76dBc/Hz时的BER曲线，d、e和f分别代表8阶DPOLSK在无CPE、相位噪声PSD（0）为-72dBc/Hz和-76dBc/Hz时的BER曲线，g、h和i分别代表16阶DPOLSK在无CPE、相位噪声PSD（0）为-72dBc/Hz和-76dBc/Hz时的BER曲线，j、k和l分别代表32阶（圈d）DPOLSK在无CPE、相位噪声PSD（0）为-72dBc/Hz和-76dBc/Hz时的BER曲线。可以看到，随着SNR的增大，系统的BER在下降，以常用的16阶为例，系统SNR为20dB时，系统的BER约为10^-6，能满足无线通信对BER的要求。在相同调制阶数下，DPOLSK在不同功率相位噪（-72dBc和-76dBc）导致的CPE影响下，BER曲线与无CPE影响时近乎重合，即BER几乎相同，这表明文中提出的基于DPOLSK的方法，不论CPE取值多少都有很好的消除作用。由此可见，OFDM系统中采用了DPOLSK方法后能很好的消除CPE对接收信号的影响。

OFDM系统中采用DPOLSK方案与采用了QAM调制方案的BER性能如图3所示。图中a、b和c分别代表16阶QAM调制在无CPE、相位噪声PSD（0）为-72dBc/Hz和-76dBc/Hz时的BER曲线；d、e和f分别代表16阶DPOLSK调制在无CPE、相位噪声PSD（0）为-72dBc/Hz和-76dBc/Hz时的BER曲线；g、h和i分别代表32阶QAM调制在无CPE、相位噪声PSD（0）为-72dBc/Hz和-76dBc/Hz时的BER曲线；j、k和l分别代表32阶DPOLSK调制在无CPE、相位噪声PSD（0）为-72dBc/Hz和-76dBc/Hz时的BER曲线。若系统中不存在CPE的影响，由于极化调制存在两个分量，在相同发射功率的情况下，两分量的功率只是发射功率的一半，而噪声功率与只有一路传输时相同，故DPOLSK的在相同SNR下，BER要比QAM调制差，从图中可见，QAM调制的BER性能在相同调制阶数要好3dB以上，并且随着SNR的增加，BER性能的优势还在扩大。由图中考虑了相位噪声中CPE影响的BER曲线可见，CPE会使采用QAM调制的OFDM系统BER大大增加，特别是信噪比在15dB之后，16QAM调制的BER已近似为一条水平线，即使再增加SNR系统的BER也难有减小，这种现象就是噪声基底。这是因为提高系统的SNR只能减小加性的AWGN噪声影响。而在高SNR的情况下，AWGN噪声已非常小，几乎可忽略不计，此时主要造成误比特的原因就是CPE，单靠增加SNR无法降低CPE导致的误比特率。DPOLSK虽然在SNR较小时的BER稍差于QAM调制，但随着SNR的增大，DPOLSK的优势体现则非常明显，在PSD（0）为-72dBc/Hz、信噪比为11dB左右POLSK的BER开始好于QAM，并且随着SNR的增加，优势在进一步扩大。从图中可见，QAM调制在当相位噪声PSD大时，QAM调制的BER更高，而DPOLSK则几乎不受影响。而在QAM调制在阶数不同时，32QAM的噪声基底要比16QAM的高。这是因为32QAM的星座间距离更小，而CPE造成的星座点的旋转会更容易造成判决出错，导致BER增加。

图4中对比了16阶DPOLSK与采用16QAM的共轭自消除技术的两种CPE消除方案的BER性能对比。图中a、b和c代表了共轭自消除技术在采用16阶QAM调制时在无CPE、相位噪声PSD（0）为-72dBc/Hz和-76dBc/Hz时的BER曲线，而d、e和f中为16阶DPOLSK调制在无CPE、相位噪声PSD（0）为-72dBc/Hz和-76dBc/Hz时的BER曲线。如图所示，采用了共轭自消除技术的OFDM+QAM系统存在CPE影响时，其BER曲线仍与传统QAM调制近乎相等，这是因为共轭自消除技术是增加QAM（也可为其他传统调制）调制后的信号冗余，用两个信道传输相同一路信号，并在接收端将两路信号共轭处理后相加，来消除或减小CPE的干扰，故其BER与无CPE时的QAM调制BER近似。从图中也可看出，由于采用的是QAM调制，存在CPE时采用共轭自消除技术的BER性能要比DPOLSK佳，但自消除技术如前述分析需要利用额外频谱资源，导致其频谱效率极低。且随着相位噪声PSD的增加，采用自消除技术方案的CPE消除效果变差，如图4中b和c曲线所示，而DOSLK在相位噪声相同情况下，曲线几乎重合。由上述分析可知，采用DPOLSK方案虽BER性能不如自消除技术方案，但频谱效率比自消除技术大大提升，而且此优势随着子载波数的增加会进一步扩大。

Claims (3)

1.一种消除OFDM系统CPE的差分极化调制方法，其特征在于： 

第一步，对原始数据信息进行极化调制，将原始数据信息调制为发射极化信号X[k]， 

X[k]＝[X^H[k]X^V[k]]，k＝0,1,…,N-1      (1) 

其中，X^H[k]，X^V[k]分别为调制极化信号的水平和垂直分量，为利用两分量的相位差携带发射数据信息，设计两分量为： 

X^H[k]＝E_He^-jθ(t)           (2) 

X^V[k]＝E_Ve^-jqθ(t)          (3) 

其中，E_H和E_V分别为极化信号的水平和垂直分量的幅度值，q为相位差控制系数，θ(t)为发射信号的相位； 

第二步，对极化调制后信号进行解调：极化信号两个分量在OFDM接收模块处理后，对其中一个分量反相，再与未反相的另一个极化信号分量相乘，得到相位差； 

第三步，对相位差信号逆映射得发射数据信息。 

2.根据权利要求1所述的一种消除OFDM系统CPE的差分极化调制方法，其特征在于：第二步中所述的解调具体为： 

在实际系统中，相位噪声的值φ[nT_s]远小于1，近似得到

此时CPE近似为： 

令接收端经过FFT后的极化信号为Y[k]，得系统接收端信号Y[k]与发射端信号X[k]关系为： 

Y[k]的水平与垂直两分量Y^H[k]和Y^V[k]同时到达接收端，对其中一路分量反相，以垂直极化分量反相为例，水平极化分量保持不变， 

水平分量为， 

对式（6）和式(7)所示两分量采用差分相乘，忽略高斯噪声，差分相乘后的信号R[k]表示为， 

3.根据权利要求1或2所述的一种消除OFDM系统CPE的差分极化调制方法，其特征在于： 

所述的式(8)中

和

分别为水平分量和垂直分量受到的CPE影响，两项模值相等且共轭，也即是CPE项对两个分量的星座分别造成了方向相反角度相同的旋转；由于差分后信号R[k]是两分量的相乘值，此时R[k]受CPE的影响为： 

由式(9)可见，通过反相差分相乘后OFDM接收信号受CPE的影响被完全消除；同时得到携带发射数据信息的相位差信息： 

R[k]＝X^H[k]·X^V-[k]＝E_HE_Ve^-jθ(t)e^jqθ(t)          (10) 

＝Ee^{-j((1-q)θ(t))}

式(10)中差分后信号R[k]最终只包含相位差(1-q)θ(t)信息，将此相位差信息逆映射得发射数据信息。 

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