CN103684667A - 在异构通信系统中发送和接收控制信道上的数据的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在异构网中实现关于控制信道的多点协作传输的方法。依据本发明提出了两套基于网络编码的控制信道多点协作传输的方案。其中第一套方案是基于通过在宏基站和远程射频单元之间的光纤连接交换进行了卷积编码和调制后的符号。第二套方案是基于交换控制信道的未编码的比特。在远程射频单元进行与宏基站处完全相同的线性结合和发射处理。依据本发明的方案没有改变现有标准中空频分组码信号矩阵的使用和格式，能够在对现有标准中关于下行控制信道的纠错信道编码、调制和多天线传输技术不做出改变的情况下，减少由“几乎空白子帧”技术而导致的宏小区时域资源损失，提高传输效率，增加系统容量，并减少了宏基站和远程射频单元之间的干扰。

Description

在异构通信系统中发送和接收控制信道上的数据的方法

技术领域

本发明涉及异构通信系统，具体地，涉及在异构通信系统中用于发送和接收控制信道上的数据的方法。

背景技术

在异构通信系统中引入低功率的开放访问节点，例如远程射频单元(Remote Radio Head：RRH)和微基站(Pico eNB：PeNB)，以增加传统的仅采用宏基站(Marco eNB)的蜂窝网络的容量和/或覆盖。

此外，当在宏小区的覆盖范围内部署一些开放访问的远程射频单元/微基站时，能够由远程射频单元/微基站形成的小小区为一些用户设备服务，以实现负载均衡增益。

在LTE/LTE-A(LTE-Advanced)系统中，在基站发送其参考符号(不同的基站相互正交)时，每个用户设备会测量从其周围的基站接收到的参考符号的功率，对于任意一个用户设备，常规的基于测量的参考符号接收功率(Reference symbol received powers：RSRP)的小区关联准则可以表示为：

Cell_ID_serving＝argmax_{i}{RSRP_i}，i∈{Cell_ID_ssurrounding}(1)

在部署宏基站和远程射频单元/微基站的异构网中，如果仍采用上式中给出的小区关联标准，由于远程射频单元/微基站的传输功率远低于宏基站，宏小区的负载将远远大于小小区。在这种情况下，小小区的可用资源得不到充分利用，而宏小区中对可用资源的竞争仍然激烈。为了更有效地利用小小区提供的潜在的负载均衡增益，提出了带偏置的小区关联标准：

Cell_ID_serving＝argmax_{i}{RSRP_i+bias_i}，i∈{Cell_IDs_surrounding}(2)

其中，宏小区的偏置值bias_i是0，而每个小小区的偏置值bias_i是非负值，从而可以有更多的用户设备由小小区服务。由于偏置值的使用相当于给予小小区扩展用户设备关联的范围的能力，因此这个过程称为小小区的范围扩展，上述偏置值也叫作范围扩展偏置值。

当前，在LTE版本-10(Rel-10)中，推荐以小区特定(cell-specific)的方式设置范围扩展偏置值。并且，考虑到实现的简单性，在LTERel-10中，推荐对于一个宏小区中部署的所有由射频单元/微基站产生的小小区，设置相同的范围扩展偏置值。

基于3GPP在相关的标准化工作中所做的大量评估报告，可以得出如下的结论：

对于射频单元/微基站产生的小小区没有做范围扩展的情况，对于下行控制信道，不存在小区间干扰问题，并且对于下行数据信道，重用Rel-8/9的小区间干扰取消(ICIC)方案就可很好地解决小区间干扰问题。对于小小区有范围扩展的情况，虽然增加范围扩展偏置值可以实现更好的负载平衡，但是此时宏小区与小小区之间的小区间干扰会导致某些连接至小小区的用户设备(尤其是位于小小区边缘的用户设备)的下行控制信道链路失效的概率增加。当范围扩展偏置值较大时，这个由小区间干扰导致的下行控制信道的问题将会非常严重。

由于控制信道性能好是数据信道性能好的先决条件，针对上述问题，已经提出了让宏基站使用几乎空白子帧(Almost Blank Subframe：ABS)作为针对下行控制信道消除小区间干扰的方案。ABS技术是一种时分复用ICIC技术。具体地，作为干扰源的宏基站，在某些配置成ABS的子帧，不在物理下行控制信道(PDCCH)上进行数据传输，仅传输小区特定参考信号(Cell-specific Reference Signal：CRS)等基本信号。

显然，在配置为ABS的子帧中，并没有在物理下行共享信道(PDSCH)上进行数据传输，即没有在数据信道上进行数据传输。因此对于ABS技术，一个重要的缺点就是减少了宏小区中可用的时域资源，使宏基站用户设备的吞吐量性能下降。如果有多个小小区需要宏基站为其在控制信道上使用ABS来消除小区间干扰，这一问题将极为突出。

此外，在ABS技术的实现过程中，时域的干扰信息也必须经由基站间的通信链路在相邻小区之间进行交换。

发明内容

基于以上考虑，如果能够提出一种不必牺牲宏基站的时域资源就能够减小宏基站和远程射频单元之间关于下行控制信道的干扰的方法将是非常有益的。

在宏小区和远程射频单元之间由光纤连接，其传输时延非常低。现在，基于宏小区和宏小区覆盖范围内的远程射频单元之间的光纤连接的低延迟，3GPP已经提出在宏小区和远程射频单元之间采用关于数据信道的多点协作(Coordinated Multi-Point：CoMP)传输。但还没有提出关于控制信道的多点协作传输方案。

由于在宏基站和远程射频单元之间利用低延迟的光纤连接来共享控制信道上的信号是可行的，因此本发明中考虑使宏基站和远程射频单元之间通过利用网络编码(即，利用宏基站和远程射频单元数据的线性结合)来执行下行控制信道的多点协作传输。由此，宏基站和远程射频单元无需采用ABS技术，就能够解决彼此之间的干扰。

本发明提出了两套基于网络编码的控制信道多点协作传输的方案。其中第一套方案是基于通过在宏基站和远程射频单元之间的光纤连接交换进行了卷积编码和正交相移键控(QPSK)调制后的符号。第二套方案是基于交换控制信道的未编码的比特。

根据本发明的第一方面，提出了一种在异构通信系统的宏基站中用于发送控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中还包括发射天线数目的配置与所述宏基站相同的远程射频单元，所述方法包括如下步骤：将待发送至所述宏基站所辖的用户设备的信息卷积编码，并随后通过星座调制，得到编码符号序列；通过所述宏基站和所述远程射频单元之间的接口，将所述编码符号序列发送至所述远程射频单元，并从所述远程射频单元接收所述远程射频单元的编码符号序列；根据第一预定规则将所述宏基站的编码符号序列与所述远程射频单元的编码符号序列线性结合，得到线性结合符号序列；在相应的子载波上，以所述宏基站的发射功率将所述线性结合符号序列进行以阿拉莫提码作基础码的空频分组编码后发送。

依据本发明的方案没有改变现有标准中空频分组码信号矩阵的使用和格式，能够在对现有标准中关于下行控制信道的纠错信道编码、调制和多天线传输技术不做出改变的情况下，减少由ABS导致的宏小区时域资源损失，提高传输效率，增加系统容量，并减少了宏基站和远程射频单元之间的干扰。

具体地，如果宏基站采用ABS技术来实现下行控制信道的小区间干扰消除，则对于一些子帧，宏基站将不再在物理下行共享信道(也就是数据信道)上进行数据传输。然而在本发明中，在这些子帧中，宏基站仍可进行物理下行共享信道的传输。在这些子帧中，只要基于网络编码的多点协作传输的译码性能好/可接受，新增加的宏基站的物理共享信道传输一定能够增加吞吐量。因为即便不能忽略小区间数据信道干扰，现有技术中的小区间干扰消除方法或协作调度/波束成形方法也能够将小区间数据信道干扰处理好。

在本发明中，所述宏基站与所述远程射频单元对共享的下行控制信道数据做完全相同的线性结合处理，标识这个线性结合符号序列为z₁，z₂，......z_K。在依据本发明的一个实施例中，当所述宏基站与所述远程射频单元采用两发射天线的天线配置时，按如下格式发送所述线性结合符号序列中的每两个符号z₁，z₂：

$\left(\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ -x_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right)$

其中，在所述宏基站，

P_M是所述宏基站的发射功率，在所述远程射频单元，

P_R是所述远程射频单元的发射功率；z₁，z₂的能量已经被归一化为1，第一行表示第一发射天线的发射符号，第二行表示第二发射天线的发射符号，第一列表示第k个子载波上的发射符号，第二列表示第k+1个子载波上的发射符号。

在依据本发明的一个实施例中，当所述宏基站与所述远程射频单元采用四发射天线的天线配置时，按如下格式发送所述线性结合符号序列中的每四个符号z₁，z₂，z₃，z₄：

$\left(\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& 0& 0\\ 0& 0& x_3& x_4\\ -x_2^{*}& x_1^{*}& 0& 0\\ 0& 0& -x_4^{*}& x_3^{*}\end{array}\right)$

其中，在所述宏基站，

在所述远程射频单元，

z₁，z₂，z₃，z₄的能量已经被归一化为1，第一至第四行分别表示第一至第四发射天线的发射符号，第一至第四列分别表示第k个至第k+3个子载波上的发射符号。

如此，能够在不改变现行标准中下行控制信道上的数据的传输格式的情况下，实现控制信道的多点协作传输。

在依据本发明的一个实施例中，当所述宏基站与所述远程射频单元采用两发射天线的天线配置时，第一预定规则是将所述宏基站的编码符号序列中的每两个编码符号与所述远程射频单元的编码符号序列中的每两个编码符号线性结合得到两个线性结合符号。

在依据本发明的一个实施例中，在所述宏基站与所述远程射频单元采用两发射天线的天线配置时，所述线性结合符号z_i表示为：

z_i＝ζ_i1s₁+ζ_i2s₂+ζ_i3c₁+ζ_i4c₂，(i＝1，2)，

其中，s₁、s₂表示宏基站的编码符号，c₁、c₂表示远程射频单元的编码符号，且s₁、s₂、c₁、c₂的能量被归一化为1，ζ_i1＝ε，ζ_i2＝ελ，

${\mathrm{\ζ}}_{14}=\stackrel{\‾}{\mathrm{j\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{21}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{22}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ζ₂₃＝ε，ζ₂₄＝ελ，其中， $\mathrm{\λ}=(1+\sqrt{5})/2,$ $\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}=(1-\sqrt{5})/2,$ ε＝1+j(1-λ)，

z₁、z₂的能量也已被归一化为1。

在依据本发明的一个实施例中，在所述宏基站与所述远程射频单元采用四发送天线的天线配置时，所述线性结合符号z_i表示为：

$z_i=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\ζ}}_{i1}{s}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i2}{s}_2+{\mathrm{\ζ}}_{i3}{c}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i4}{c}_2& (i=\mathrm{1,2})\\ {\mathrm{\ζ}}_{i1}{s}_3+{\mathrm{\ζ}}_{i2}{s}_4+{\mathrm{\ζ}}_{i3}{c}_3+{\mathrm{\ζ}}_{i4}{c}_4& (i=\mathrm{3,4})\end{array}\right.,$

其中，s₁、s₂、s₃、s₄表示宏基站的编码符号，c₁、c₂、c₃、c₄表示远程射频单元的编码符号，且s₁～s₄、c₁～c₄中每个符号的能量均被归一化为1，ζ₁₁＝ζ₃₁＝ε，ζ₁₂＝ζ₃₂＝ελ， ${\mathrm{\ζ}}_{13}={\mathrm{\ζ}}_{33}=j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{14}={\mathrm{\ζ}}_{34}=j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{21}={\mathrm{\ζ}}_{41}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{22}={\mathrm{\ζ}}_{42}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ζ₂₃＝ζ₄₃＝ε，ζ₂₄＝ζ₄₄＝ελ，其中，

ε＝1+j(1-λ)，

z₁～z₄的能量也已被归一化为1。

在接收机侧，根据利用了阿拉莫提矩阵正交性的符号级最大似然判决算法，会首先得到所述宏基站与所述远程射频单元所发送的线性结合符号的判决变量。在上述的两个描述了如何做线性结合和给出了具体的线性结合系数取值的实施例中，通过适当地设计线性结合的系数，使得线性结合符号的判决变量在理论表达形式上可以与黄金码(Golden Code)的接收信号的理论表达形式具有相同的结构和特性，从而使得接收机可以利用黄金码的快捷和高性能的判决算法来获得对参与线性结合的每个调制符号的软判决。最后，对于与所述用户设备对应的调制符号序列的软判决进行卷积码的译码。

在本发明中，通过合适地设计执行网络编码的方法，能够在获得可接受的或良好的控制信道译码判决性能的情况下，减小或缓解由ABS导致的宏小区时域资源损失。依据本发明的实施例设计的网络编码可以使得用户设备侧能够以可接受的或良好的误码率性能和可接受的译码运算复杂度对接收到的信号进行译码判决。

在依据本发明的一个实施例中，所述远程射频单元受到的由宏基站导致的干扰强于所述异构通信网中的其他远程射频单元受到的由宏基站导致的干扰。在需要宏基站为多个远程射频单元使用ABS来消除在下行控制信道上的小区间干扰的情况下，与用于“其他受干扰的远程射频单元”的ABS相比，用于“受到最严重的宏基站干扰的远程射频单元”的ABS所导致的宏小区的时域资源损耗最大。由此依据这一实施例，仅在宏基站与“受到最严重的宏基站干扰的远程射频单元”之间共享控制信道信号，而对于其他的受干扰的远程射频单元(如果有)，宏基站仍采用ABS来避免对它们造成干扰。该方案能够减小或缓解由ABS导致的宏小区的时域资源损失。

本发明的第一套方案对应于之前所描述的本发明的第一方面，与接下来会描述的本发明的第二方面和第三方面。

根据本发明的第二方面，提出了一种在异构通信系统的远程射频单元中用于发送控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中还包括发射天线数目的配置与所述远程射频单元相同的宏基站，所述方法包括如下步骤：将待发送至所述远程射频单元所辖的用户设备的信息卷积编码，并随后通过星座调制，得到编码符号序列；通过所述宏基站和所述远程射频单元之间的接口，将所述编码符号序列发送至所述宏基站，并从所述宏基站接收所述宏基站的编码符号序列；根据第一预定规则将所述宏基站的编码符号序列与所述远程射频单元的编码符号序列线性结合，得到线性结合符号序列；在相应的子载波上，以所述远程射频单元的发射功率将所述线性结合符号序列进行以阿拉莫提码作基础码的空频分组编码后发送。

在本发明的第一套方案中，除去发射功率不同，宏基站处与远程射频单元处所进行的线性结合和发射处理完全相同。

根据本发明的第三方面，提出了一种在异构通信系统的用户设备中用于接收控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中包括宏基站和远程射频单元，所述远程射频单元与所述宏基站的发射天线数目的配置相同，所述方法包括如下步骤：在相应的子载波上，接收来自所述异构通信系统中的宏基站和远程射频单元的信号；根据利用了阿拉莫提矩阵正交性的符号级最大似然判决算法，获得所述宏基站和所述远程射频单元所发送的线性结合符号的判决变量；根据黄金码的判决算法，获得对参与线性结合的每个调制符号的软判决；对与所述用户设备对应的调制符号序列的软判决进行卷积码的译码。

本发明的第二套方案对应于接下来会描述的本发明的第四方面，第五方面，和第六方面。

根据本发明的第四方面，提出了一种在异构通信系统的宏基站中用于发送控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中还包括发射天线数目的配置与所述宏基站相同的远程射频单元，所述方法包括如下步骤：通过所述宏基站和所述远程射频单元之间的接口，将待发送至所述宏基站所辖的用户设备的信息比特序列发送至所述远程射频单元，并从所述远程射频单元接收待发送至所述远程射频单元所辖的用户设备的信息比特序列；根据第二预定规则将所述宏基站的信息比特序列与所述远程射频单元的信息比特序列交错排列；对交错排列的信息比特序列进行卷积编码和星座调制，以得到调制符号序列；根据第三预定规则对所述调制符号序列进行线性结合，得到线性结合符号序列；在相应的子载波上，以所述宏基站的发射功率将所述线性结合符号序列进行以阿拉莫提码作基础码的空频分组编码后发送。

根据本发明的第五方面，提出了一种在异构通信系统的远程射频单元中用于发送控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中还包括发射天线数目的配置与所述远程射频单元相同的宏基站，所述方法包括如下步骤：通过所述远程射频单元和宏基站和之间的接口，将待发送至所述远程射频单元所辖的用户设备的信息比特序列发送至所述宏基站，并从所述宏基站接收待发送至所述宏基站所辖的用户设备的信息比特序列；根据第二预定规则将所述宏基站的信息比特序列与所述远程射频单元的信息比特序列交错排列；对交错排列的信息比特序列进行卷积编码和星座调制，以得到调制符号序列；根据第三预定规则对所述调制符号序列进行线性结合，得到线性结合符号序列；在相应的子载波上，以所述远程射频单元的发射功率将所述线性结合符号序列进行以阿拉莫提码作基础码的空频分组编码后发送。

在本发明的第二套方案中，除去发射功率不同，宏基站处与远程射频单元处所进行的比特序列的交错排列处理、卷积编码的码速率的取值、线性结合处理和发射处理完全相同。

根据本发明的第六方面，提出了一种在异构通信系统的用户设备中用于接收控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中包括宏基站和远程射频单元，所述远程射频单元与所述宏基站的发射天线数目的配置相同，所述方法包括如下步骤：在相应的子载波上，接收来自所述异构通信系统中的宏基站和远程射频单元的信号；根据利用了阿拉莫提矩阵正交性的符号级最大似然判决算法，获得所述宏基站和所述远程射频单元所发送的线性结合符号的软判决；对所获得的对线性结合符号序列的软判决结果进行卷积译码；在卷积译码得到的比特中，保留与所述用户设备对应的比特。

对于本发明的基于交换控制信道的未编码比特的第二套方案，在宏基站和远程射频单元中，将共享的宏基站的未编码的比特序列和共享的远程射频单元的未编码的比特序列交错排列后卷积编码在一起；随后将编码后的比特序列调制成调制符号序列。接着，按照既定的网络编码规则，将卷积编码和调制后所得的符号序列进行线性结合；最后，在相应的子载波上以相应的发射功率将所得的线性结合符号序列进行空频分组编码后发送。

由于使用了网络编码，能够减小宏小区的时域资源损失。通过适当地设计线性结合的方式和优化线性结合的系数，能够优化用户设备侧的译码判决性能。

本发明的各个方面将通过下文中的具体实施例的说明而更加清晰。

附图说明

通过参照附图阅读以下所作的对非限制性实施例的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显。附图中：

图1示出了依据本发明的一个实施例的网络示意图；

图2示出了依据本发明的一个实施方式的方法流图；

图3示出了依据本发明的另一个实施方式的方法流图；

图4示出了依据本发明的一个实施例的在宏基站或远程射频单元中对待发送信号进行处理的信号流图。

具体实施方式

在以下优选的实施例的具体描述中，将参考构成本发明一部分的所附的附图。所附的附图通过示例的方式示出了能够实现本发明的特定的实施例。示例的实施例并不旨在穷尽根据本发明的所有实施例。可以理解，在不偏离本发明的范围的前提下，可以利用其他实施例，也可以进行结构性或者逻辑性的修改。因此，以下的具体描述并非限制性的，且本发明的范围由所附的权利要求所限定。

图1示出了依据本发明的一个实施例的网络示意图。其中异构通信网100包括宏基站MeNB 110和远程射频单元RRH 120，以及由宏基站服务的用户设备UE 131和由远程射频单元服务的用户设备UE132。其中，远程射频单元RRH 120的发射天线数目的配置与宏基站MeNB 110相同。

本领域技术人员能够理解的是，图1仅仅示出了对于理解本发明必要的元素，异构网中还可能包含其他的网络单元，诸如其他的远程射频单元和其他的用户设备等。

图1中示例性地示出了宏基站MeNB 110、远程射频单元RRH120、用户设备UE 131和UE 132的位置。其中，用户设备UE 131虽然位于远程射频单元RRH 120的服务范围之外，但是由远程射频单元RRH 120发出的信号对其可能造成干扰。同样，对于位于远程射频单元RRH 120的服务范围之内的用户设备UE132，宏基站MeNB 110的信号对其也造成干扰，甚至宏基站MeNB 110的信号强度还可能强于远程射频单元RRH 120。

远程射频单元和微基站的功能非常类似，区别仅在于：

1)微基站的小区ID通常与其所在的宏小区的小区ID不同，但远程射频单元的小区ID与其所在的宏小区的小区ID既可以相同也可以不同；

2)在微基站和宏基站之间的连接基于X2接口，但是远程射频单元和宏基站之间的连接基于光纤，并且光纤连接的延迟非常小。

为了消除宏基站对远程射频单元在下行控制信道上的干扰，已经提出了让宏基站使用ABS的解决方案，但是该方案会减少宏小区中可用的时域资源。在本发明中，考虑到光纤连接的延迟非常小，在远程射频单元与宏基站之间进行关于控制信道的多点协作传输，这样就可以在规避小区间干扰的同时避免或减少宏小区的时域资源损失。

在下面的实施例中，以远程射频单元的小区ID与其所在的宏小区的小区ID不同的情况为例对本发明进行说明。

在LTE-A系统的Rel-11中，下行控制信道的传输技术被描述为“卷积编码+QPSK调制+开环空频分组码”，其中所使用的空频分组码利用传统的全速率的(rate-1)阿拉莫提(Alamouti)码作为基础码。特别地，如果用x₁，x₂......表示空频分组码信号矩阵中的符号，则两发送天线的空频分组码信号矩阵表示为：

$\left(\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ -x_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right)---\left(3\right)$

其中，第一行表示第一发射天线的发射符号，第二行第二发射天线的发射符号，第一列表示第k个子载波上的发射符号，第二列表示第k+1个子载波上的发射符号。

四发送天线的空频分组码信号矩阵表示为：

$\left(\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& 0& 0\\ 0& 0& x_3& x_4\\ -x_2^{*}& x_1^{*}& 0& 0\\ 0& 0& -x_4^{*}& x_3^{*}\end{array}\right)---\left(4\right)$

类似地，第一至四行分别表示第一至第四发射天线的发射符号，第一至第四列分别表示第k个至第k+3个子载波上的发射符号。

以(3)式所示的两发送天线的空频分组码信号矩阵为例，下面描述接收机侧对基于阿拉莫提码的空频分组码的判决。

假设每个用户设备采用单天线，从两发送天线的基站到单接收天线的用户设备，在某个正交频分复用符号时隙t上，第k个和第k+1个子载波上的即时下行控制信道系数标记为

和为了更好地利用基于阿拉莫提码的空频分组码矩阵的固有正交性来实现简单可靠的符号级最大似然判决，对信道系数的要求是且在这样的要求满足时，用户设备侧的接收信号可表述如下：

$r^{\left(k\right)}\left(t\right)=x_1{h}_1^{\left(k\right)}\left(t\right)+(-x_2^{*})h_2^{\left(k\right)}\left(t\right)+n^{\left(k\right)}\left(t\right)$

$r^{(k+1)}\left(t\right)=x_2{h}_1^{(k+1)}\left(t\right)+x_1^{*}{h}_2^{(k+1)}\left(t\right)+n^{(k+1)}\left(t\right)---\left(5\right)$

$=x_2{h}_1^{\left(k\right)}\left(t\right)+x_1^{*}{h}_2^{\left(k\right)}\left(t\right)+n^{(k+1)}\left(t\right)$

在(5)中，n^(k)(t)和n^(k+1)(t)是接收机处的加性白高斯噪声的采样值。LTE-A系统中信道估计可靠性高，在理论性能分析中可以假设完美信道估计。因此，假设对

完美估计，并使用阿拉莫提码的经典的符号级最大似然判决算法，得出x₁和x₂的判决变量如下：

${\mathrm{\Δ}}_1=f_1(r^{\left(k\right)}\left(t\right),r^{(k+1)}\left(t\right),h_1^{\left(k\right)}\left(t\right),h_2^{\left(k\right)}\left(t\right))$

$={\left(h_1^{\left(k\right)}\left(t\right)\right)}^{*}{r}^{\left(k\right)}\left(t\right)+h_2^{\left(k\right)}\left(t\right){\left(r^{(k+1)}\left(t\right)\right)}^{*}$

$=({\left|h_1^{\left(k\right)}\left(t\right)\right|}^2+{\left|h_2^{\left(k\right)}\left(t\right)\right|}^2)x_1+({\left(h_1^{\left(k\right)}\left(t\right)\right)}^{*}{n}^{\left(k\right)}\left(t\right)+h_2^{\left(k\right)}\left(t\right){\left(n^{(k+1)}\left(t\right)\right)}^{*})$ $\left(6\right)$

${\mathrm{\Δ}}_2=f_2(r^{\left(k\right)}\left(t\right),r^{(k+1)}\left(t\right),h_1^{\left(k\right)}\left(t\right),h_2^{\left(k\right)}\left(t\right))$

$={\left(h_1^{\left(k\right)}\left(t\right)\right)}^{*}{r}^{(k+1)}\left(t\right)-h_2^{\left(k\right)}\left(t\right){\left(r^{\left(k\right)}\left(t\right)\right)}^{*}$

$=({\left|h_1^{\left(k\right)}\left(t\right)\right|}^2+{\left|h_2^{\left(k\right)}\left(t\right)\right|}^2)x_2+({\left(h_1^{\left(k\right)}\left(t\right)\right)}^{*}{n}^{(k+1)}\left(t\right)-h_2^{\left(k\right)}\left(t\right){\left(n^{\left(k\right)}\left(t\right)\right)}^{*})$

在(6)式中，f₁(●)和f₂(●)分别是x₁和x₂的判决函数。

在实践中，对于LTE-A系统的频率选择信道环境，两个相邻的子载波上的即时信道系数虽然不是完全相等的，但是它们的相关性很强，有

且

基于实际系统中大量的实际评估，在使用下式计算x₁和x₂的判决变量时，发生的性能退化非常小。

$f_1(r^{\left(k\right)}\left(t\right),r^{(k+1)}\left(t\right),h_1^{\left(k\right)}\left(t\right),h_2^{\left(k\right)}\left(t\right)),$ $f_2(r^{\left(k\right)}\left(t\right),r^{(k+1)}\left(t\right),h_1^{\left(k\right)}\left(t\right),h_2^{\left(k\right)}\left(t\right)),$ 或

$f_1(r^{\left(k\right)}\left(t\right),r^{(k+1)}\left(t\right),h_1^{(k+1)}\left(t\right),h_2^{(k+1)}\left(t\right)),$ $f_2(r^{\left(k\right)}\left(t\right),r^{(k+1)}\left(t\right),h_1^{(k+1)}\left(t\right),h_2^{(k+1)}\left(t\right)),$ 或

$f_1(r^{\left(k\right)}\left(t\right),r^{(k+1)}\left(t\right),\frac{h_1^{\left(k\right)}\left(t\right)+h_1^{(k+1)}\left(t\right)}{2},\frac{h_2^{\left(k\right)}\left(t\right)+h_2^{(k+1)}\left(t\right)}{2}),$

$f_2(r^{\left(k\right)}\left(t\right),r^{(k+1)}\left(t\right),\frac{h_1^{\left(k\right)}\left(t\right)+h_1^{(k+1)}\left(t\right)}{2},\frac{h_2^{\left(k\right)}\left(t\right)+h_2^{(k+1)}\left(t\right)}{2})$

因此，由于性能退化非常小(或几乎可忽略)，理论性能分析中近似地假设

且

是合理的。在下面的描述中，去除时隙索引并考虑任意一个给定的时隙。则对于天线配置为两发送天线、单接收天线的下行控制信道，以及对于任意一对相邻的子载波，简单地将

标识为h₁，并将标识为h₂。

在LTE-A系统的后续版本中，不期望(甚至不可能)对控制信道的传输技术进行大的改动。因此在考虑进行下行控制信道的多点协作传输时，理想的方式是不改变空频分组码信号矩阵的使用和格式。

依据本发明提出的方法能够在对现有标准中关于下行控制信道的纠错信道编码、调制和多天线传输技术不做出改变的情况下实现下行控制信道的多点协作传输。下面对依据本发明的实施例进行进一步的描述。

在需要宏基站为多个远程射频单元在下行控制信道上使用ABS来消除小区间干扰的情况下，与用于“其他受干扰的远程射频单元”的ABS相比，用于“受到最严重的宏基站干扰的远程射频单元”的ABS所导致的宏小区时域资源损耗最大。由此在下面对依据本发明的实施例进行的描述中，除非特别说明，所提到的远程射频单元均为“受到最严重的宏基站干扰的远程射频单元”。

本领域技术人员能够理解的是，“接收到的由宏基站引起的干扰最强的远程射频单元”可能是位置离宏基站MeNB 110最近的远程射频单元。以图1所示的实施例为例，假设远程射频单元RRH 120是“受到最严重的宏基站干扰的远程射频单元”。

下面以两发送或四发送天线的配置为例，对本发明中的两个实施例进行说明。

下面首先介绍在宏基站和远程射频单元之间交换卷积编码的QPSK符号的网络编码算法。图2示出了依据本发明的一个实施例的方法流程图。

首先在方法步骤S201中，宏基站MeNB 110将待发送至该基站所辖的用户设备UE 131的控制信道上的信息比特进行卷积编码，并随后通过QPSK星座调制，得到编码符号序列s₁，s₂，......，s_N。类似地，在方法步骤S202中，远程射频单元RRH 120将待发送至该远程射频单元所辖的用户设备UE 132的控制信道上的信息比特进行卷积编码，并随后通过QPSK星座调制，得到编码符号序列c₁，c₂，......，c_J。本领域技术人员能够理解的是，虽然在这里先描述了方法步骤S201，后描述了方法步骤S202，但是并不旨在限定这两个步骤的先后顺序。能够以其他合适的顺序执行上述步骤。

在方法步骤S201和方法步骤S202之后，在方法步骤S203中，宏基站MeNB 110和远程射频单元RRH 120彼此交换编码符号序列。具体地，能够是由宏基站MeNB 110先向远程射频单元RRH 120发送编码符号序列s₁，s₂，......，s_N，随后再由远程射频单元RRH 120向宏基站MeNB 110发送编码符号序列c₁，c₂，......，c_J；或者是由远程射频单元RRH 120先向宏基站MeNB 110发送编码符号序列c₁，c₂，......，c_J，随后再由宏基站MeNB 110先向远程射频单元RRH 120发送编码符号序列s₁，s₂，......，s_N；或者是二者交替发送，例如由宏基站MeNB 110先向远程射频单元RRH 120发送编码符号s₁，随后再由远程射频单元RRH 120向宏基站MeNB 110发送编码符号序列c₁，再由宏基站MeNB 110先向远程射频单元RRH 120发送编码符号s₂......

在方法步骤S204和S205中，由宏基站MeNB 110和远程射频单元RRH 120分别根据第一预定规则将编码符号序列s₁，s₂，......，s_N和c₁，c₂，......，c_J进行线性结合，得到线性结合符号序列z₁，z₂，......，z_K。随后在方法步骤S206和方法步骤S207中，由宏基站MeNB 110和远程射频单元RRH 120在相同的时隙资源上，分别以宏基站的发射功率P_M和远程射频单元的发射功率P_R，将线性结合符号序列z₁，z₂，......，z_K进行以阿拉莫提码作基础码的空频分组编码后发送。

具体地，当宏基站MeNB 110与远程射频单元RRH 120均采用两发射天线的天线配置时，第一预定规则是将宏基站MeNB 110的编码符号序列中的每两个编码符号s₁，s₂与远程射频单元RRH 120的编码符号序列中的每两个编码符号c₁，c₂线性结合，得到两个线性结合符号z_i(i＝1，2)。在这一实施例中，N＝J＝K。

本发明中不使用现有的ABS技术而是采用基于网络编码的多点协作传输技术来消除下行控制信道上的小区间的干扰。对于宏基站MeNB 110与远程射频单元RRH 120均采用两发送天线或均采用四发送天线的天线配置，在本发明的一个优选实施例中，提出了无需改变宏基站和远程射频单元对空频分组码的使用和码矩阵的格式，就能够实现控制信道的多点协作传输的方法。

具体地，现有技术中已经提出了用于点到点单载波多天线系统的全速率全分集的完美空时分组码(Perfect STBC)。对于完美空时分组码，如果有N个共址发送天线，N²个符号可以由一个N×N的线性分散码(Linear-Dispersion Code)信号矩阵来承载。因此在N个符号时隙上由N个天线发送了N²个符号，以使得数据传输速率达到N“符号/每信道利用”。构造完美空时分组码要求复杂的“循环可除代数”运算，但是构造出的编码矩阵却具有简洁的形式。对于完美空时分组码的相干检测，除了基于最大似然准则的最优解码器，还能够使用球解码器和最小均方误差(MMSE)解码器来进行次优检测。

在单载波系统中，两发送天线的完美空时分组码的示例如下：

$\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\ϵ}(u_1+u_2\mathrm{\λ})& \mathrm{\ϵ}(v_1+v_2\mathrm{\λ})\\ j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\left(v_1{+v}_2\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}\right)& \stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}(u_1+u_2\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}})\end{array}\right]---\left(7\right)$

其亦可称为黄金码。在(7)式中，编码矩阵的行表示发送天线索引，列表示时间索引；四个符号u_i，v_i(i＝1，2)应该是QAM星座调制符号， $\mathrm{\λ}=(1+\sqrt{5})/2,$ $\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}=(1-\sqrt{5})/2,$ ε＝1+j(1-λ)， $\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}=1+j(1-\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}).$ 对完美空时分组码，每个天线具有相同的平均发送功率。以等能量的4QAM星座调制(即QPSK调制)为例，(7)式中的信号矩阵中每个元素的功率是相等的，其值为5。因此，如果信号矩阵中每个元素的能量需要被归一化为1，那么通过将信号矩阵与能量归一化因子1/5相乘就能实现。考虑准静态传播环境和两发送天线单接收天线的天线配置，在任何一对相邻的符号时隙的持续时间里，对应于两发送天线单接收天线构成的无线链路上的两个即时信道系数将不随时间改变；把它们标识为β₁和β₂。则对于每2²＝4个符号，若使用(7)式所示的信号矩阵进行发送，相应的接收信号可以表示为：

$r_1=\mathrm{\ϵ}(u_1+u_2\mathrm{\λ}){\mathrm{\β}}_1+j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}(v_1+v_2\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}){\mathrm{\β}}_2+n_1$

$=\mathrm{\ϵ}\·{\mathrm{\β}}_1\·u_1+\mathrm{\ϵ\λ}\·{\mathrm{\β}}_1\·u_2+j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\·{\mathrm{\β}}_2\·v_1+j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}\·{\mathrm{\β}}_2\·v_2+n_1$ $\left(8\right)$

$r_2=\mathrm{\ϵ}(v_1+v_2\mathrm{\λ}){\mathrm{\β}}_1+\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}(u_1+u_2\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}){\mathrm{\β}}_2+n_2$

$=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\·{\mathrm{\β}}_2\·u_1+\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}\·{\mathrm{\β}}_2\·u_2+\mathrm{\ϵ}\·{\mathrm{\β}}_1\·v_1+\mathrm{\ϵ\λ}\·{\mathrm{\β}}_1\·v_2+n_2$

需要利用(8)式所示的两个接收信号来完成对四个信息符号的判决。

现有技术中已经为黄金码设计了一些先进的译码判决算法，以使得黄金码能够以良好的误码率性能被快速地解码。具体地，已经有译码算法可以应用于具有单接收或两接收天线的移动终端，可以实现最大似然译码性能，但是仅需要二次复杂度(quadratic complexity)。目前，黄金码已经被IEEE 802.16(也就是WiMAX)的标准所采纳。

受黄金码的接收信号的如(8)式所示的理论表达形式中求和项的特性的启发，当宏基站与远程射频单元均采用两发送天线的天线配置时，对于每两个共享的宏基站编码符号s₁、s₂(能量被归一化为1)和每两个共享的远程射频单元的编码符号c₁、c₂(能量被归一化为1)，在两个相邻的子载波上以如下方式传输s₁、s₂、c₁、c₂：即按如下(9)式所示进行线性结合得到z₁、z₂，然后乘以相应的功率因子得到x₁、x₂，最后以x₁、x₂作为以阿拉莫提码作基础码的空频分组码的编码输入，按照(3)式中的格式进行编码发送。其中

在宏基站侧：(9)

$x_i=\sqrt{P_M}{z}_i,(i=\mathrm{1,2})$

$=\sqrt{P_M}({\mathrm{\ζ}}_{i1}{s}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i2}{s}_2+{\mathrm{\ζ}}_{i3}{c}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i4}{c}_2)$

在远程射频单元侧：

$x_i=\sqrt{P_R}{z}_i,(i=\mathrm{1,2})$

$=\sqrt{P_R}({\mathrm{\ζ}}_{i1}{s}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i2}{s}_2+{\mathrm{\ζ}}_{i3}{c}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i4}{c}_2)$

在(9)式中ζ_im(i＝1，2；m＝1，2，3，4)是固定参数，其可以被精心设计而用来优化性能。在设置ζ_im(i＝1，2；m＝1，2，3，4)时应注意，线性结合信号z_i＝ζ_i1s₁+ζ_i2s₂+ζ_i3c₁+ζ_i4c₂的能量应当被归一化为1。

以每个用户设备采用单天线为例。如已经在前文中分析的，对于任意一对相邻的子载波，标识从宏基站到接收机的即时下行控制信道系数为h_M，1和h_M，2，标识从远程射频单元至接收机的即时下行控制信道参数为h_R，1和h_R，2。则相应的两个接收信号能够表示为：

$r_1=\sqrt{P_M}{z}_1{h}_{M,1}+\sqrt{P_M}(-z_2^{*})h_{M,2}+\sqrt{P_R}{z}_1{h}_{R,1}+\sqrt{P_R}(-z_2^{*})h_{R,2}+n_1$

$=(\sqrt{P_M}{h}_{M,1}+\sqrt{P_R}{h}_{R,1})z_1+(\sqrt{P_M}{h}_{M,2}+\sqrt{P_R}{h}_{R,2})(-z_2^{*})+n_1$

(将

表示为g_i其中i＝1，2)

$r_2=\sqrt{P_M}{z}_2{h}_{M,1}+\sqrt{P_M}{z}_1^{*}{h}_{M,2}+\sqrt{P_R}{z}_2{h}_{R,1}+\sqrt{P_R}{z}_1^{*}{h}_{R,2}+n_2---\left(10\right)$

$=(\sqrt{P_M}{h}_{M,1}+\sqrt{P_R}{h}_{R,1})z_2+(\sqrt{P_M}{h}_{M,2}+\sqrt{P_R}{h}_{R,2})z_1^{*}+n_2$

(将

表示为g_i其中i＝1，2)

参考(5)-(6)式，有：

${\mathrm{\Δ}}_1=f_1(r_1,r_2,g_1,g_2)=({\left|g_1\right|}^2+{\left|g_2\right|}^2)z_1+(g_1^{*}{n}_1+g_2{n}_2^{*})$

$=({\left|g_1\right|}^2+{\left|g_2\right|}^2)({\mathrm{\ζ}}_{11}{s}_1+{\mathrm{\ζ}}_{12}{s}_2+{\mathrm{\ζ}}_{13}{c}_1+{\mathrm{\ζ}}_{14}{c}_2)+(g_1^{*}{n}_1+g_2{n}_2^{*})---\left(11\right)$

${\mathrm{\Δ}}_2=f_2(r_1,r_2,g_1,g_2)$

$=({\left|g_1\right|}^2+{\left|g_2\right|}^2)({\mathrm{\ζ}}_{21}{s}_1+{\mathrm{\ζ}}_{22}{s}_2+{\mathrm{\ζ}}_{23}{c}_1+{\mathrm{\ζ}}_{24}{c}_2)+(g_1^{*}{n}_2-g_2{n}_1^{*})$

将|g₁|²+|g₂|²标识为α，

标识为

标识为其中和

具有相同的统计分布特性，都是零均值的复高斯分布。则(11)式能够表示为：

${\mathrm{\Δ}}_1=\mathrm{\α}({\mathrm{\ζ}}_{11}{s}_1+{\mathrm{\ζ}}_{12}{s}_2+{\mathrm{\ζ}}_{13}{c}_1+{\mathrm{\ζ}}_{14}{c}_2)+{\tilde{n}}_1$

$={\mathrm{\ζ}}_{11}\·\mathrm{\α}\·s_1+{\mathrm{\ζ}}_{12}\·\mathrm{\α}\·s_2+{\mathrm{\ζ}}_{13}\·\mathrm{\α}\·c_1+{\mathrm{\ζ}}_{14}\·\mathrm{\α}\·c_2+{\tilde{n}}_1$ $\left(12\right)$

${\mathrm{\Δ}}_2=\mathrm{\α}({\mathrm{\ζ}}_{21}{s}_1+{\mathrm{\ζ}}_{22}{s}_2+{\mathrm{\ζ}}_{23}{c}_1+{\mathrm{\ζ}}_{24}{c}_2)+{\tilde{n}}_2$

$={\mathrm{\ζ}}_{21}\·\mathrm{\α}\·s_1+{\mathrm{\ζ}}_{22}\·\mathrm{\α}\·s_2+{\mathrm{\ζ}}_{23}\·\mathrm{\α}\·c_1+{\mathrm{\ζ}}_{24}\·\mathrm{\α}\·c_2+{\tilde{n}}_2$

通过对(12)式和(8)式的比较，巧妙利用所得对线性结合符号z₁、z₂的判决变量在理论表达形式上与黄金码的接收信号的理论表达形式的相似性，设定ζ₁₁＝ε，ζ₁₂＝ελ， ${\mathrm{\ζ}}_{13}=j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{14}=j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{21}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{22}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ζ₂₃＝ε，ζ₂₄＝ελ，其中， $\mathrm{\λ}=(1+\sqrt{5})/2,$ $\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}=(1-\sqrt{5})/2,$ ε＝1+j(1-λ)， $\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}=1+j(1-\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}).$ 随后，把(12)式中所示的两个对线性结合符号的判决变量看作是两个接收信号，那么就能够自然地将用于黄金码的解码算法用于判决四个符号s_i，c_i(i＝1，2)，现有技术中，已经有黄金码的解码算法能够同时兼具可快速译码和可实现最大似然译码性能。

在获得s_i，c_i(i＝1，2)的估计后，如果接收机是宏基站MeNB 110服务的用户设备UE 131，则仅将s_i的估计作为卷积译码器的输入，以获得宏基站MeNB 110的控制信道信号。类似地，如果接收机是远程射频单元RRH 120服务的用户设备UE 132，则仅将c_i的估计作为卷积译码器的输入，以获得远程射频单元RRH 120的控制信道信号。

如果在每个基站中采用四发送天线的天线配置，第一预定规则是：对于宏基站MeNB 110的编码符号序列中的每四个编码符号s₁，s₂，s₃，s₄与远程射频单元RRH 120的编码符号序列中的每四个编码符号c₁，c₂，c₃，c₄，将这四个属于宏基站MeNB 110的编码符号中的前两个s₁，s₂与所述四个属于远程射频单元RRH 120的编码符号中的前两个c₁，c₂进行线性结合，得到两个线性结合符号z_i(i＝1，2)，将这四个属于宏基站MeNB 110的编码符号中的后两个s₃，s₄与所述四个属于远程射频单元的编码符号中的后两个c₃，c₄进行线性结合，得到另两个线性结合符号z_i(i＝3，4)。在这一实施例中，N＝J＝K。

具体地，当每个基站采用四发送天线时，对于每四个共享的宏基站编码符号s₁、s₂、s₃、s₄(能量被归一化为1)和每四个共享的远程射频单元编码符号c₁、c₂、c₃、c₄(能量被归一化为1)，以与两发送天线配置类似的方式，在四个相邻的子载波上以如下方式传输s_i，c_i(i＝1，2，3，4)：即按如下(13)式所示进行线性结合得到z₁、z₂、z₃、z₄，然后乘以相应的功率因子得到x₁、x₂、x₃、x₄，最后以x₁、x₂、x₃、x₄作为以阿拉莫提码作基础码的空频分组码的编码输入，按照(4)式中的格式进行编码发送。其中

在宏基站侧：

$x_i=\sqrt{P_M}{z}_i,(i=\mathrm{1,2,3,4})$

$=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{P_M}({\mathrm{\ζ}}_{i1}{s}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i2}{s}_2+{\mathrm{\ζ}}_{i3}{c}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i4}{c}_2)& i=\mathrm{1,2}\\ \sqrt{P_M}({\mathrm{\ζ}}_{i1}{s}_3+{\mathrm{\ζ}}_{i2}{s}_4+{\mathrm{\ζ}}_{i3}{c}_3+{\mathrm{\ζ}}_{i4}{c}_4)& i=\mathrm{3,4}\end{array}\right.---\left(13\right)$

在远程射频单元侧：

$x_i=\sqrt{P_R}{z}_i,(i=\mathrm{1,2,3,4})$

$=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{P_R}({\mathrm{\ζ}}_{i1}{s}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i2}{s}_2+{\mathrm{\ζ}}_{i3}{c}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i4}{c}_2)& i=\mathrm{1,2}\\ \sqrt{P_R}({\mathrm{\ζ}}_{11}{s}_3+{\mathrm{\ζ}}_{i2}{s}_4+{\mathrm{\ζ}}_{i2}{c}_3+{\mathrm{\ζ}}_{i4}{c}_4)& i=\mathrm{3,4}\end{array}\right.$

在(13)式中，ζ₁₁＝ζ₃₁＝ε，ζ₁₂＝ζ₃₂＝ελ， ${\mathrm{\ζ}}_{13}={\mathrm{\ζ}}_{33}=j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{14}={\mathrm{\ζ}}_{34}=j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{21}={\mathrm{\ζ}}_{41}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{22}={\mathrm{\ζ}}_{42}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ζ₂₃＝ζ₄₃＝ε，ζ₂₄＝ζ₄₄＝ελ，其中， $\mathrm{\λ}=(1+\sqrt{5})/2,$ $\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}=(1-\sqrt{5})/2,$ ε＝1+j(1-λ)， $\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}=1+j(1-\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}).$

图3示出了依据本发明的另一个实施例的方法流图。

首先在方法步骤S301中，通过宏基站和远程射频单元之间的光纤接口，宏基站MeNB 110和远程射频单元RRH120交换待发送的下行控制信道上的信息比特序列。具体地，能够是由宏基站MeNB110先将待发送至该基站所辖的用户设备UE 131的信息比特序列b₁，b₂，......，b_N发送至远程射频单元，随后再由远程射频单元RRH 120将待发送至远程射频单元所辖的用户设备UE 132的信息比特序列d₁，d₂，......，d_J发送至宏基站MeNB 110；或者是由远程射频单元RRH 120先向宏基站MeNB 110发送信息比特序列d₁，d₂，......，d_J，随后再由宏基站MeNB 110向远程射频单元RRH 120发送信息比特序列b₁，b₂，......，b_N；或者是二者交替发送，例如由宏基站MeNB 110先向远程射频单元RRH 120发送信息比特b₁，随后再由远程射频单元RRH 120向宏基站MeNB 110发送信息比特d₁，再由宏基站MeNB 110向远程射频单元RRH 120发送信息比特b₂......

随后在方法步骤S302和S303中，由宏基站MeNB 110和远程射频单元RRH 120分别根据第二预定规则将宏基站的信息比特序列b₁，b₂，......，b_N与远程射频单元的信息比特序列d₁，d₂，......，d_J交错排列。在方法步骤S304和S305中，由宏基站MeNB 110和远程射频单元RRH 120以相同的码速率分别对交错排列的信息比特序列进行卷积编码和星座调制，以得到调制符号序列w₁，w₂，w₃，w₄，......，w_L；在方法步骤S306和S307中，由宏基站MeNB 110和远程射频单元RRH120分别根据第三预定规则对所述调制符号序列w₁，w₂，w₃，w₄，......，w_L进行线性结合，得到线性结合符号序列z₁，z₂，......，z_K；随后在方法步骤S308和方法步骤S309中，由宏基站MeNB 110和远程射频单元RRH 120在相同的时隙资源上，分别以宏基站的发射功率P_M和远程射频单元的发射功率P_R，将线性结合符号序列z₁，z₂，......，z_K进行以阿拉莫提码作基础码的空频分组编码后发送。在调制星座按照3GPP的LTE/LTE-A规范被限定为QPSK的情况下，当所述卷积编码的编码速率为1/2时，J＝N，L＝2N。

图4示出了依据本发明的一个实施例的在宏基站或远程射频单元中对待发送信号进行处理的信号流图。

在通过光纤连接交换了控制信道未编码的比特后，在宏基站和远程射频单元处，将共享的宏基站未编码比特序列{b₁，b₂，...}和共享的远程射频单元未编码比特序列{d₁，d₂，...}按既定规则交错排列后一起卷积编码。随后将编码比特调制成QPSK符号。在依据本发明的一个实施例中，以1/2编码速率为例进行说明，第二预定规则是：将所述宏基站的信息比特序列b₁，b₂，......，b_N中的每个比特与所述远程射频单元的信息比特序列d₁，d₂，......，d_J中的每个比特逐个交错，得到如下交错排列的信息比特序列b₁，d₁，b₂，d₂，...。具体地，卷积编码器的输入比特为{b₁，d₁，b₂，d₂，...}。因为卷积编码的码速率为1/2，每个输入的未编码比特对应至一个编码和调制后的QPSK符号，也对应于卷积编码的栅格(trellis)中的一个分支(branch)。

对于宏基站与远程射频单元均采用两发射天线的天线配置，在本发明的一个优选实施例中，当所述卷积编码的编码速率为1/2时，将每两个编码符号线性结合，即对于每四个编码的QPSK符号w₁，w₂，w₃，w₄(能量被归一化为1)，以如下的方式将其在两个相邻的子载波上传输：即按如下(14)式所示进行线性结合得到z₁、z₂，然后乘以相应的功率因子得到x₁、x₂，最后以x₁、x₂作为以阿拉莫提码作基础码的空频分组码的编码输入，按照(3)式中的格式进行编码发送。其中

在宏基站侧：

$x_i=\sqrt{P_M}{z}_i,(i=\mathrm{1,2})$

$=\sqrt{P_M}({\mathrm{\ρ}}_1{w}_{2i-1}+{\mathrm{\ρ}}_2{w}_{2i})---\left(14\right)$

在远程射频单元侧：

$x_i=\sqrt{P_R}{z}_i,(i=\mathrm{1,2})$

$=\sqrt{P_R}({\mathrm{\ρ}}_1{w}_{2i-1}+{\mathrm{\ρ}}_2{w}_{2i})$

在(14)式中，ρ_i(i＝1，2)是固定参数，其可以被精心设计而用来优化性能。在设置ρ_i(i＝1，2)时注意，线性结合信号z_i＝ρ₁w_2i-1+ρ₂w_2i(i＝1，2)的平均能量应当被归一化为1。在依据本发明的一个实施例中，

在依据本发明的一个实施例中，θ＝π/4。

以每个用户设备采用单接收天线为例，如已经在前文中分析的，对于任意一对相邻的子载波，标识从宏基站到接收机的即时下行控制信道系数为h_M，1和h_M，2，标识从远程射频单元至接收机的即时下行控制信道参数为h_R，1和h_R，2。则相应的两个接收信号能够表示为：

$r_1=g_1{z}_1+g_2(-z_2^{*})+n_1$ (将

表示为gi其中i＝1，2)      (15)

(将

表示为g_i其中i＝1，2)

当不展开z_i(i＝1，2)的具体表达式时，(15)式中的表达形式和(10)式中相同。因此，与(11)式类似，有：

${\mathrm{\Δ}}_1=f_1(r_1,r_2,g_1,g_2)=({\left|g_1\right|}^2+{\left|g_2\right|}^2)z_1+(g_1^{*}{n}_1+g_2{n}_2^{*})$

$=({\left|g_1\right|}^2+{\left|g_2\right|}^2)({\mathrm{\ρ}}_1{w}_1+{\mathrm{\ρ}}_2{w}_2)+(g_1^{*}{n}_1+g_2{n}_2^{*})$

$=({\left|g_1\right|}^2+{\left|g_2\right|}^2)(\frac{1}{\sqrt{2}}{w}_1+\frac{e^{\mathrm{j\θ}}}{\sqrt{2}}{w}_2)+(g_1^{*}{n}_1+g_2{n}_2^{*})$ $\left(16\right)$

${\mathrm{\Δ}}_2=f_2(r_1,r_2,g_1,g_2)=({\left|g_1\right|}^2+{\left|g_2\right|}^2)z_2+(g_1^{*}{n}_2-g_2{n}_1^{*})$

$=({\left|g_1\right|}^2+{\left|g_2\right|}^2)({\mathrm{\ρ}}_1{w}_3+{\mathrm{\ρ}}_2{w}_4)+(g_1^{*}{n}_2-g_2{n}_1^{*})$

$=({\left|g_1\right|}^2+{\left|g_2\right|}^2)(\frac{1}{\sqrt{2}}{w}_3+\frac{e^{\mathrm{j\θ}}}{\sqrt{2}}{w}_4)+(g_1^{*}{n}_2-g_2{n}_1^{*})$

相应地，根据本发明的这一实施例，在用户设备UE 131和UE 132中，首先在相应的子载波上，接收来自所述异构通信系统中的宏基站和远程射频单元的信号；随后根据利用了阿拉莫提矩阵正交性的符号级最大似然判决算法，获得所述宏基站和所述远程射频单元所发送的线性结合符号z_i的软判决；对所获得的对线性结合符号z_i的软判决结果进行卷积译码；在卷积译码得到的比特中，保留与所述用户设备对应的比特，即对于用户设备UE 131，保留b₁，b₂，......；对于用户设备UE 132，保留d₁，d₂，......。

具体地，与结合图2描述的本发明的第一套方案的实施例相对比，在结合图3描述的本发明的第二套方案的本实施例中，所有的w_i(i＝1，2，3，4)源自相同的编码序列。在卷积码的编码速率为1/2的实施例中，如(14)式中所示的每个线性结合符号zi所对应的两个相邻的编码QPSK符号对应于卷积编码的栅格中的两个相邻的分支。因此，用户设备在获得

的估计后，将估计的z_i(i＝1，2，...)发送至卷积译码器，通过以栅格中每两个相邻的分支作基础单位进行分支度量的计算来进行修订版本的维特比(Vertibi)译码。也就是说，当通过计算和累加分支度量来计算栅格中的路径度量、从而寻找出最大似然路径时，对分支度量的计算不再是对每个分支进行计算、而是对栅格中每两个相邻分支来进行整体计算。通过设计固定参数θ的取值，能够优化译码性能。在依据本发明的一个实施例中，建议

需要说明的是，上述实施例仅是示范性的，而非对本发明的限制。任何不背离本发明精神的技术方案均应落入本发明的保护范围之内。此外，不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求；“包括”一词不排除其它权利要求或说明书中未列出的装置或步骤；装置前的“一个”不排除多个这样的装置的存在；在包含多个装置的设备中，该多个装置中的一个或多个的功能可由同一个硬件或软件模块来实现；“第一”、“第二”、“第三”等词语仅用来表示名称，而并不表示任何特定的顺序。

Claims (23)

1.一种在异构通信系统的宏基站中用于发送控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中还包括发射天线数目的配置与所述宏基站相同的远程射频单元，所述方法包括如下步骤：

a.将待发送至所述宏基站所辖的用户设备的信息卷积编码，并随后通过星座调制，得到编码符号序列(s₁，s₂，......，s_N)；

b.通过所述宏基站和所述远程射频单元之间的接口，将所述编码符号序列(s₁，s₂，......，s_N)发送至所述远程射频单元，并从所述远程射频单元接收所述远程射频单元的编码符号序列(c₁，c₂，......，c_J)；

c.根据第一预定规则将所述宏基站的编码符号序列(s₁，s₂，......，s_N)与所述远程射频单元的编码符号序列(c₁，c₂，......，c_J)线性结合，得到线性结合符号序列(z₁，z₂，......，z_K)；

d.在相应的子载波上，以所述宏基站的发射功率(P_M)将所述线性结合符号序列(z₁，z₂，......，z_K)进行以阿拉莫提码作为基础码的空频分组编码后发送。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述宏基站与所述远程射频单元采用两发射天线的天线配置时，在所述步骤d中按如下格式发送所述线性结合符号序列中的每两个符号z₁，z₂：

$\left(\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ -x_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right)$

其中，

z₁，z₂的能量已经被归一化为1，第一行表示第一发射天线的发射符号，第二行第二发射天线的发射符号，第一列表示第k个子载波上的发射符号，第二列表示第k+1个子载波上的发射符号。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述宏基站与所述远程射频单元采用四发射天线的天线配置时，在所述步骤d中按如下格式发送所述线性结合符号序列中的每四个符号z₁，z₂，z₃，z₄：

$\left(\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& 0& 0\\ 0& 0& x_3& x_4\\ -x_2^{*}& x_1^{*}& 0& 0\\ 0& 0& -x_4^{*}& x_3^{*}\end{array}\right)$

其中，z₁，z₂，z₃，z₄的能量已经被归一化为1，第一至四行分别表示第一至第四发射天线的发射符号，第一至第四列分别表示第k个至第k+3个子载波上的发射符号。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述宏基站与所述远程射频单元采用两发射天线的天线配置时，所述步骤c中的所述第一预定规则是将所述宏基站的编码符号序列中的每两个编码符号(s₁，s₂)与所述远程射频单元的编码符号序列中的每两个编码符号(c₁，c₂)线性结合得到两个线性结合符号(z_i(i＝1，2))。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述宏基站与所述远程射频单元采用四发射天线的天线配置时，所述步骤c中的所述第一预定规则是：对于所述宏基站的编码符号序列中的每四个编码符号(s₁，s₂，s₃，s₄)与所述远程射频单元的编码符号序列中的每四个编码符号(c₁，c₂，c₃，c₄)，将所述四个所述宏基站的编码符号中的前两个(s₁，s₂)与所述四个所述远程射频单元的编码符号中的前两个(c₁，c₂)线性结合，得到两个线性结合符号(z_i(i＝1，2))，将所述四个所述宏基站的编码符号中的后两个(s₃，s₄)与所述四个所述远程射频单元的编码符号中的后两个(c₃，c₄)线性结合，得到另两个线性结合符号(z_i(i＝3，4))。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述宏基站与所述远程射频单元采用两发射天线的天线配置时，所述线性结合符号z_i表示为：

z_i＝ζ_i1s₁+ζ_i2s₂+ζ_i3c₁+ζ_i4c₂，(i＝1，2)，

其中，s₁、s₂表示宏基站的编码符号，c₁、c₂表示远程射频单元的编码符号，且s₁、s₂、c₁、c₂的能量被归一化为1，ζ₁₁＝ε，ζ₁₂＝ελ，

${\mathrm{\ζ}}_{14}=j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{21}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{22}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ζ₂₃＝ε，ζ₂₄＝ελ，其中， $\mathrm{\λ}=(1+\sqrt{5})/2,$ $\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}=(1-\sqrt{5})/2,$ ε＝1+j(1-λ)，

z₁、z₂的能量也已被归一化为1。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述宏基站与所述远程射频单元采用四发送天线的天线配置时，所述线性结合符号z_i表示为：

$z_i=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\ζ}}_{i1}{s}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i2}{s}_2+{\mathrm{\ζ}}_{i3}{c}_1+{\mathrm{\ζ}}_{i4}{c}_2& (i=\mathrm{1,2})\\ {\mathrm{\ζ}}_{i1}{s}_3+{\mathrm{\ζ}}_{i2}{s}_4+{\mathrm{\ζ}}_{i3}{c}_3+{\mathrm{\ζ}}_{i4}{c}_4& (i=\mathrm{3,4})\end{array}\right.,$

其中，s₁、s₂、s₃、s₄表示宏基站的编码符号，c₁、c₂、c₃、c₄表示远程射频单元的编码符号，且s₁～s₄、c₁～c₄中每个符号的能量均被归一化为1，ζ₁₁＝ζ₃₁＝ε，ζ₁₂＝ζ₃₂＝ελ， ${\mathrm{\ζ}}_{13}={\mathrm{\ζ}}_{33}=j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{14}={\mathrm{\ζ}}_{34}=j\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{21}={\mathrm{\ζ}}_{41}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}},$ ${\mathrm{\ζ}}_{22}={\mathrm{\ζ}}_{42}=\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}},$ ζ₂₃＝ζ₄₃＝ε，ζ₂₄＝ζ₄₄＝ελ，其中， $\mathrm{\λ}=(1+\sqrt{5})/2,$ $\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}=(1-\sqrt{5})/2,$ ε＝1+j(1-λ)，

z₁～z₄的能量也已被归一化为1。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述远程射频单元受到的由宏基站导致的干扰强于所述异构通信网中的其他远程射频单元受到的由宏基站导致的干扰。

9.一种在异构通信系统的远程射频单元中用于发送控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中还包括发射天线数目的配置与所述远程射频单元相同的宏基站，所述方法包括如下步骤：

A.将待发送至所述远程射频单元所辖的用户设备的信息卷积编码，并随后通过星座调制，得到编码符号序列(c₁，c₂，......，c_J)；

B.通过所述宏基站和所述远程射频单元之间的接口，将所述编码符号序列(c₁，c₂，......，c_J)发送至所述宏基站，并从所述宏基站接收所述宏基站的编码符号序列(s₁，s₂，......，s_N)；

C.根据第一预定规则将所述宏基站的编码符号序列(s₁，s₂，......，s_N)与所述远程射频单元的编码符号序列(c₁，c₂，......，c_J)线性结合，得到线性结合符号序列(z₁，z₂，......，z_K)；

D.在相应的子载波上，以所述远程射频单元的发射功率(P_R)将所述线性结合符号序列(z₁，z₂，......，z_K)进行以阿拉莫提码作为基础码的空频分组编码后发送。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，在所述远程射频单元进行的线性结合和发射处理与所述宏基站处完全相同。

11.一种在异构通信系统的用户设备中用于接收控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中包括宏基站和远程射频单元，所述远程射频单元与所述宏基站的发射天线数目的配置相同，所述方法包括如下步骤：

-在相应的子载波上，接收来自所述异构通信系统中的宏基站和远程射频单元的信号；

-根据利用了阿拉莫提矩阵正交性的符号级最大似然判决算法，获得所述宏基站和所述远程射频单元所发送的线性结合符号的判决变量；

-根据黄金码的判决算法，获得对参与线性结合的每个调制符号的软判决；

-对与所述用户设备对应的调制符号序列的软判决进行卷积码的译码。

12.一种在异构通信系统的宏基站中用于发送控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中还包括发射天线数目的配置与所述宏基站相同的远程射频单元，所述方法包括如下步骤：

i.通过所述宏基站和所述远程射频单元之间的接口，将待发送至所述宏基站所辖的用户设备的信息比特序列(b₁，b₂，......，b_N)发送至所述远程射频单元，并从所述远程射频单元接收待发送至所述远程射频单元所辖的用户设备的信息比特序列(d₁，d₂，......，d_J)；

ii.根据第二预定规则将所述宏基站的信息比特序列(b₁，b₂，......，b_N)与所述远程射频单元的信息比特序列(d₁，d₂，......，d_J)交错排列；

iii.对交错排列的信息比特序列进行卷积编码和星座调制，以得到调制符号序列(w₁，w₂，w₃，w₄，......，w_L)；

iv.根据第三预定规则对所述调制符号序列(w₁，w₂，w₃，w₄，......，w_L)进行线性结合，得到线性结合符号序列(z₁，z₂，......，z_K)；

v.在相应的子载波上，以所述宏基站的发射功率(P_M)将所述线性结合符号(z₁，z₂，......，z_K)进行阿拉莫提空频分组编码后发送。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，当所述宏基站与所述远程射频单元采用两发射天线的天线配置时，在所述步骤v中按如下格式发送所述线性结合符号序列中的每两个符号z₁，z₂：

$\left(\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ -x_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right)$

其中，

z₁，z₂的能量已经被归一化为1，第一行表示第一发射天线的发射符号，第二行第二发射天线的发射符号，第一列表示第k个子载波上的发射符号，第二列表示第k+1个子载波上的发射符号。

14.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，当所述宏基站与所述远程射频单元采用四发射天线的天线配置时，在所述步骤v中按如下格式发送所述线性结合符号序列中的每四个符号z₁，z₂，z₃，z₄：

$\left(\begin{array}{cccc}{x}_1& x_2& 0& 0\\ 0& 0& x_3& x_4\\ -x_2^{*}& x_1^{*}& 0& 0\\ 0& 0& -x_4^{*}& x_3^{*}\end{array}\right)$

其中，z₁，z₂，z₃，z₄的能量已经被归一化为1，第一至四行分别表示第一至第四发射天线的发射符号，第一至第四列分别表示第k个至第k+3个子载波上的发射符号。

15.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，在所述步骤ii中所述第二预定规则是：当所述卷积编码的编码速率为1/2时，将所述宏基站的信息比特序列(b₁，b₂，......，b_N)中的每个比特与所述远程射频单元的信息比特序列(d₁，d₂，......，d_J)中的每个比特逐个交错。

16.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，在所述步骤iv中所述第三预定规则是：当所述卷积编码的编码速率为1/2时，将每两个编码符号线性结合。

17.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，当所述卷积编码的编码速率为1/2时，在所述宏基站与所述远程射频单元采用两发送天线的天线配置时，所述线性结合符号z_i表示为：

z_i＝ρ₁w_2i-1+ρ₂w_2i，(i＝1，2)，

其中，w_i表示在步骤iii中得到的调制符号，且每个调制符号的能量已经被归一化为1，

z₁、z₂的能量也已被归一化为1。

18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，θ＝π/4。

19.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述远程射频单元受到的由宏基站导致的干扰强于所述异构通信网中的其他远程射频单元受到的由宏基站导致的干扰。

20.一种在异构通信系统的远程射频单元中用于发送控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中还包括发射天线数目的配置与所述远程射频单元相同的宏基站，所述方法包括如下步骤：

I.通过所述远程射频单元和宏基站和之间的接口，将待发送至所述远程射频单元所辖的用户设备的信息比特序列(d₁，d₂，......，d_J)发送至所述宏基站，并从所述宏基站接收待发送至所述宏基站所辖的用户设备的信息比特序列(b₁，b₂，......，b_N)；

II.根据第二预定规则将所述宏基站的信息比特序列(b₁，b₂，......，b_N)与所述远程射频单元的信息比特序列(d₁，d₂，......，d_J)交错排列；

III.对交错排列的信息比特序列进行卷积编码和星座调制，以得到调制符号序列(w₁，w₂，w₃，w₄，......，w_L)；

IV.根据第三预定规则对所述调制符号序列(w₁，w₂，w₃，w₄，......，w_L)进行线性结合，得到线性结合符号序列(z₁，z₂，......，z_K)；

V.在相应的子载波上，以所述远程射频单元的发射功率(P_R)将所述线性结合符号(z₁，z₂，......，z_K)进行阿拉莫提空频分组编码后发送。

21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，在所述远程射频单元进行的线性结合和发射处理与所述宏基站处完全相同。

22.一种在异构通信系统的用户设备中用于接收控制信道上的数据的方法，其中，所述异构通信系统中包括宏基站和远程射频单元，所述远程射频单元与所述宏基站的发射天线数目的配置相同，所述方法包括如下步骤：

-在相应的子载波上，接收来自所述异构通信系统中的宏基站和远程射频单元的信号；

-根据利用了阿拉莫提矩阵正交性的符号级最大似然判决算法，获得所述宏基站和所述远程射频单元所发送的线性结合符号(z_i)的软判决；

-对所获得的对线性结合符号序列的软判决结果进行卷积译码；

-在卷积译码得到的比特中，保留与所述用户设备对应的比特。

23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，控制信道上所用的调制星座为正交相移键控调制，当卷积编码的编码速率为1/2时，所述卷积译码的算法采用经典维特比译码算法的修改版本；所述修改在于：当通过计算和累加分支度量来计算栅格中的路径度量、从而寻找出最大似然路径时，对分支度量的计算是对栅格中每两个相邻分支来进行整体计算。

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