CN103683894B - 功率因数校正电路及包含该功率因数校正电路的驱动器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种功率因数校正电路及包含该功率因数校正电路的驱动器，该功率因数校正电路包括：整流桥；开关变换电路，其输入端连接在整流桥的输出端；负载，连接在开关变换电路的输出端；控制器，具有控制端和反馈端，控制端连接至开关变换电路的受控端，其特征在于，还包括连接在开关变换电路的采样端的第一反馈回路和第二反馈回路，第一反馈回路和第二反馈回路被设计为在功率因数校正电路的正常工作状态下，使控制器的反馈端仅接收到第一反馈回路产生的第一反馈信号，在功率因数校正电路的启机状态下，使控制器的反馈端仅接收到第二反馈回路产生的第二反馈信号，第二反馈回路的带宽大于第一反馈回路的带宽。

Description

功率因数校正电路及包含该功率因数校正电路的驱动器
技术领域
本发明涉及功率因数校正电路，更具体地，涉及一种能够快速地进行电流控制的功率因数校正电路以及包含该功率因数校正电路的驱动器。
背景技术
由于单级功率因数校正电路（PFC）拓扑具有低成本和高效率的优点而受到人们的关注，使得在LED驱动器中越来越多地使用单级功率因数校正电路。然而，该单级PFC拓扑存在的一些缺陷在于，高的纹波电流以及启机时的大的浪涌输出电流。具体地，如图1a和图1b所示，单级PFC拓扑既要保证高功率因数，还要变换成恒定的电流输出，这就不得不牺牲PFC电路的反馈回路50′的响应速度，使得通常回路的带宽设定在主频率的两倍以下，例如，在具有230V/50Hz主输入的情况下，带宽应在100Hz以下，而再考虑到裕度、稳定性等的情况下，约为40-60Hz，这种具有慢的响应速度的反馈回路可被称为慢反馈回路，如图1a和图1b中所示。非常慢的响应速度意味着启机时输出的电流得不到控制，这是因为启机动作通常在20ms内完成并且回路响应速度为20ms左右，从而使得在进行启机的0-20ms时段内，输出至负载的电流是不能被控制的，因此启机时由于在输出侧产生浪涌电流而导致LED因过电流损坏的现象发生的几率较大。
发明内容
为了解决上述问题，本发明的一个目的在于提供一种能够快速地进行电流控制的功率因数校正电路，这种功率因数校正电路使用双反馈回路控制技术，可以实现输出电流的快速控制，从而解决了LED可能由于启机时的过大的浪涌电流而损坏的问题。
根据本发明的功率因数校正电路，包括：整流桥；开关变换电路，所述开关变换电路的输入端连接在整流桥的输出端；负载，连接在所述开关变换电路的输出端；控制器，具有控制端和反馈端，所述控制端连接至所述开关变换电路的受控端，其特征在于，还包括连接在所述开关变换电路的采样端的第一反馈回路和第二反馈回路，所述第一反馈回路和所述第二反馈回路被设计为在所述功率因数校正电路的正常工作状态下，使所述控制器的反馈端仅接收到所述第一反馈回路产生的第一反馈信号，在所述功率因数校正电路的启机状态下，使所述控制器的反馈端仅接收到所述第二反馈回路产生的第二反馈信号，所述第二反馈回路的带宽大于所述第一反馈回路的带宽。
本发明的构思在于，改变了传统单级功率因数校正电路中仅包括单个反馈回路，通过该反馈电路产生的反馈信号能够对功率因数校正控制器进行控制，从而实现对输出至负载的电流的恒定控制的，但是为了满足功率因数电路的高功率因数要求，该反馈回路的带宽通常为40-60Hz，因此其响应速度很慢，而不能实现对启机状态下输出的电流进行控制，因此，将功率因数校正电路设计为包括两个反馈回路，即，慢反馈回路和快反馈回路，慢反馈回路与传统的慢反馈回路的功能相同，如上所述，而新增加的快反馈回路用于允许功率因数控制器利用其产生的反馈信号来控制启机时输出至负载的电流，从而能够避免启机时的过电流损坏负载。
此外，将快反馈回路和慢反馈回路设计为在功率因数校正电路的正常工作状态下，使控制器的反馈端仅接收到慢反馈回路产生的第一反馈信号，而在功率因数校正电路的启机状态下，使控制器的反馈端仅接收到快反馈回路产生的第二反馈信号，即，反馈到控制器的反馈端的反馈信号在 快反馈回路和慢反馈回路之间切换，从而能够在确保功率因数校正电路的高功率因数和实现对输出至负载的电流的恒定控制的同时，实现对启机时输出至负载的电流的限流控制，因此能够避免启机时因过电流对负载的损坏。
在根据本发明的一个优选实施方案中，所述第二反馈回路与所述第一反馈回路并行地连接于所述采样端与所述反馈端之间。如此设计，可以以简单的电路结构实现反馈到控制器的反馈端的反馈信号在启机时为由快反馈回路产生的信号，而在正常工作状态下为慢反馈回路产生的信号，从而成本较低。
在根据本发明的一个优选实施方案中，所述第一反馈回路和所述第二反馈回路设计为所述第一反馈回路的增益大于所述第二反馈回路的增益。通过将所述第一反馈回路和所述第二反馈回路设计为所述第一反馈回路的增益大于所述第二反馈回路的增益，来实现在所述功率因数校正电路的正常工作状态下，所述控制器的反馈端仅接收到所述第一反馈回路产生的第一反馈信号，如此利用增益比来控制两个反馈回路的信号是否能被所述控制器的反馈端接收到，可以简化电路构造，使得设计简单，容易，且便于控制。
在根据本发明的一个优选实施方案中，所述第一反馈回路的带宽为40-60Hz，所述第二反馈回路的带宽为kHz量级。通过如此设计，能够在电源供电电压为230V/50Hz的情况下，利用该第一反馈回路，实现正常工作状态下功率因数校正电路的高功率因数和对输出至负载的电流的恒定控制，而且利用该第二反馈回路，实现功率因数校正电路的启机具有20ms时长的情况下，对启机时段输出至负载的电流的限流控制。
在根据本发明的一个优选实施方案中，所述第一反馈回路包括第一运算放大器；以及第一反馈网络，所述第一反馈网络包括连接于所述第一运算放大器的异相输入端与输出端之间的第一补偿网络和一端连接至所述 第一运算放大器的异相输入端和所述第一补偿网络的第一电阻元件。通过在第一反馈回路中如此设置第一电阻元件，能够确保第一反馈回路的增益的初始极点，从而能够容易地调整第一反馈回路的增益相对于第二反馈回路的增益比。
在根据本发明的一个优选实施方案中，所述第二反馈回路包括第二运算放大器；以及第二反馈网络，所述第二反馈网络包括连接于所述第二运算放大器的异相输入端与输出端之间的第二补偿网络和一端连接至所述第二运算放大器的异相输入端和所述第二补偿网络以及另一端连接至所述第一电阻元件的第二电阻元件。通过如此构造第二反馈回路，能够确保第二反馈回路能够将输出至负载的高频信号反馈至控制器的反馈端，使得控制器能够更精确地调整输出至负载的电流，同时在第二反馈回路中如此设置第二电阻元件，能够确保第二反馈回路的增益的初始极点，从而能够容易地调整两个反馈回路的增益比。
在根据本发明的一个优选实施方案中，所述第一补偿网络由第三电阻元件和第一电容元件串联后再与第二电容元件并联形成，并且所述第二补偿网络由第三电容元件形成。如此设计，可以使得第一反馈回路将输出至负载的信号中的低频成分反馈给控制器，而第二反馈回路将输出至负载的信号中的高频成分反馈给控制器，从而能够实现高功率因数控制以及对输出至负载的电流的更精确地控制。此外，第一补偿网络和第二补偿网络还可以存在其他的形式，只要能够满足第一反馈回路的带宽为40-60Hz，第二反馈回路的带宽为kHz量级并且第一反馈回路的增益大于第二反馈回路的增益即可。
在根据本发明的一个优选实施方案中，还包括开关装置，利用所述开关装置来实现在所述启机状态时仅使所述第二反馈信号被反馈至所述控制器的反馈端并且在所述正常工作状态时仅使所述第一反馈信号被反馈至所述控制器的反馈端。利用开关装置来实现在不同的状态不同反馈回路产生的反馈信号流向控制器的反馈端，设计简单，容易实现，且成本低。
在根据本发明的一个优选实施方案中，所述开关装置包括第一开关和第二开关，所述第一开关连接于所述第一反馈回路的输出端与所述控制器的反馈端之间，所述第二开关连接于所述第二反馈回路的输出端与所述控制器的反馈端之间。通过如此设置，可以在启机状态下，使第一开关断开而第二开关接通来实现仅第二反馈回路产生的反馈信号反馈到控制器的反馈端，在正常工作状态下，使第一开关接通而第二开关断开来实现仅第一反馈回路产生的反馈信号反馈到控制器的反馈端，从而实现方法简单易用。优选地，第一开关和第二开关是二极管、三极管或MOSFET。
在根据本发明的一个优选实施方案中，所述开关变换电路包括具有初级侧单元和次级侧单元的变换器，所述第一反馈回路和所述第二反馈回路的输入端连接至所述次级侧单元。如此构造，可以使得第一反馈回路和第二反馈回路采样开关变换电路输出给负载的信号，来实现对输出至负载的电流的控制以及功率因数的控制。设计简单易行。
在根据本发明的一个优选实施方案中，所述开关变换电路还包括第三开关，所述第三开关的控制电极作为所述开关变换电路的受控端，并且所述第三开关的工作电极连接至所述初级侧单元的一输入端，所述初级侧单元的另一输入端连接至所述整流桥。如此构造，可以通过利用PWM控制器，即，通过调整PWM控制器输出至第三开关的控制电极的脉冲信号的占空比，来控制第三开关的接通与断开的占空比，从而实现对功率因数的控制和输出至负载的电流的控制。结构简单且能够进行精确地控制。
本发明的另一个目的在于提供一种驱动器，包括上述功率因数校正电路中的任一种。在驱动器具有上述功率因数校正电路的情况下，该驱动器在能够实现高功率因数的同时还能够避免启机时因过电流而损坏负载。
根据本发明的功率因数校正电路能够在保证高功率因数的前提下，还能够确保启机时不会产生过电流而损坏负载。
附图说明
附图构成本说明书的一部分，用于帮助进一步理解本发明。这些附图图解了本发明的实施例，并与说明书一起用来说明本发明的原理。在附图中相同的部件用相同的标号表示。图中示出：
图1a是示出了现有技术的功率因数校正电路的框图；以及图1b是示出了图1a所示的功率因数校正电路的示意性电路图；
图2是示出了根据本发明的功率因数校正电路的第一实施例的框图；图3是示出了图2所示的功率因数校正电路的详细电路图；
图4是示出了图3所示的功率因数校正电路中的两个反馈回路的输出电压波形图；
图5a和图5b分别示出了图1b所示的功率因数校正电路的输出电流的波形图和图3所示的功率因数校正电路的输出电流的波形图。
具体实施方式
图2是示出了根据本发明的功率因数校正电路的第一实施例的框图。如图2所示，功率因数校正电路1包括整流桥10，其从电源（未示出）接收电力并对所接收到的电力进行整流；开关变换电路20，其输入端连接至整流桥10的输出端，用于接收来自整流桥10的电力并对电力进行变换；负载30，其连接至开关变换电路20的输出端以从开关变换电路20接收电力用于工作；控制器40，其控制端连接至开关变换电路20中的开关（未示出），用于控制开关变换电路20中的开关以实现功率因数校正控制和对输出至负载电流的控制；第一反馈回路50，其输入端连接至开关变换电路20中的采样端并且其输出端通向至控制器40的反馈端；以及第二反馈回路60，其输入端连接至开关变换电路20中的采样端并且其输出端通向至控制器40的反馈端。
具体地，当功率因数校正电路1处于正常稳定工作状态时，仅仅第一反馈回路50产生的第一反馈信号S5能够流向控制器40，而第二反馈回路60不起作用，此时，为了实现功率因数校正电路1的高功率因数，第一反馈回路50的控制速度设定得较慢，带宽很低（低于电网频率的2倍，约为40-60Hz），从而进一步使得第一反馈回路50能够实现接近恒定的输出负载电流控制。第一反馈回路50还被称作为慢反馈回路。
当功率因数校正电路1进行启机时，仅仅第二反馈回路60产生的第二反馈信号S6能够流向控制器40，而第一反馈回路50不起作用。具体地，启机时，经采样端采样的电流采样信号突然增加，由于启机的时长约为20ms，从而需要对启机这种输入动态作出快速响应，这就要求第二反馈回路60的控制速度要快，其带宽远远高于第一反馈回路50的带宽，本文中，通过将第二反馈回路60设计为其带宽为几千Hz来快速地控制启机时输出至负载的电流。另外，第二反馈回路60还被称作为快反馈回路。
在本实施例中，将功率因数校正电路1设计为包括两个反馈回路，即，第一反馈回路50和第二反馈回路60，其中在功率因数校正电路1的正常稳定工作状态下，控制器40利用接收自第一反馈回路50的控制信号来控制开关变换电路20以向LED负载提供稳定正常工作的电流，而在功率因数校正电路1的启机状态下，控制器40利用接收自第二反馈回路60的反馈信号来控制开关变换电路20以实现对输出至负载30的电流的快速控制，也就是，通过在功率因数校正电路1中设置一个快反馈回路和一个慢反馈回路，来实现在能够实现功率因数控制和对输出至负载的电流的恒定控制的同时，还能够解决现有技术中由于反馈回路的响应速度慢而不能控制启机时输出侧的浪涌电流的问题。
图3是示出了图2所示的功率因数校正电路的详细电路图。如图3所示，第一反馈回路50和第二反馈回路60并联地连接于采样端SP与反馈端FB之间。
如图3所示，开关变换电路20包括开关Q1和变换器201，开关Q1是P沟道增强型场效应晶体管，其栅极连接至控制器40的控制端，其基极和源极连接一起后连接至整流桥10，变换器201包括初级线圈P1和次级线圈S1，初级线圈P1的一端连接至整流桥10的输出端，其另一端连接至开关Q1的漏极，次级线圈S1的一端连接至LED负载正端，其另一端连接至LED负载负端。第一反馈回路50包括运算放大器X1，其同相输入端连接至采样端SP；补偿网络51，其连接至运算放大器X1的异相输入端与其输出端之间；以及电阻R9，其一端连接至运算放大器X1的异相输入端和补偿网络51，其中补偿网络51和电阻R9共同构成第一反馈网络。在该实施例中，补偿网络51通过使电阻R2和电容C4串联后再与电容C3并联来形成。第二反馈回路60包括运算放大器X2，其同相输入端连接至采样端SP；补偿网络61，其连接于运算放大器X2的异相输入端与其输出端之间；以及电阻R10，其一端连接至运算放大器X2的异相输入端，另一端连接至电阻R9的另一端，其中补偿网络61和电阻R10共同构成第二反馈网络。在该实施例中，补偿网络61由电容C8形成。
仍参照图3，如图3所示，功率因数校正电路1还包括作为开关装置的二极管D2和D8，其中二极管D2的正极端连接至第一反馈回路50的输出端，二极管D8的正极端连接至第二反馈回路60的输出端，二极管D2和D8的负极端相互连接一起后耦接至控制器40的反馈端FB。在该实施例中，二极管D2和D8的负极端经光耦合器70连接至控制器40的反馈端FB。
在本实施例中，将第一反馈回路50和第二反馈回路60设计为，第二反馈回路60的带宽远远大于第一反馈回路50的带宽，并且将第一反馈回路50和第二反馈回路60设定为在功率因数校正电路1正常稳定运行状态时，第一反馈回路50的增益大于第二反馈回路60的增益。
具体地，在本实施例中，第一反馈回路50的带宽为1/(2πR2C3)，第二反馈回路60的带宽为1/(2πR10C8)，通过设定电阻元件R2和R10以及 电容元件C3和C8的参数，可以将第一反馈回路50的带宽设定为40-60Hz，第二反馈回路60的带宽设定为几千Hz。第一反馈回路50的增益第二反馈回路60的增益其中s=j2wf，通过设定各个电阻元件、电容元件的参数来保证第一反馈回路50的增益大于第二反馈回路60的增益。
利用上述配置，能够确保在功率因数校正电路1的稳定工作状态下，二极管D2正向导通而二极管D8反向截止，从而实现在正常稳定运行状态时，控制器40仅接收到第一反馈回路50产生的反馈信号，而由于将第一反馈回路50的控制速度设定得很慢，带宽很低，使得能够实现功率因数校正电路1的高功率因数以及接近恒定的输出负载电流的控制。
此外，利用上述配置，在功率因数校正电路1的启机状态，由于将第一反馈回路的带宽设定为几十Hz，而将第二反馈回路的带宽设定为几千Hz，从而在约20ms的启机时段，由于第一反馈回路50输出的电压是慢慢上升的，而第二反馈回路60输出的电压是快速上升的，因此此时由于第一反馈回路50输出的电压大于第二反馈回路60输出的电压，使得二极管D8会正向导通，而二极管D2会反向截止，因此，控制器40仅接收到第二反馈回路60产生的反馈信号。由于第二反馈回路60的带宽被设定为几千Hz，使得即使在为约20ms的启机时段，第二反馈回路60也能够将关于输出至LED负载的电流的信息反馈给控制器40，从而使得控制器能够利用从第二反馈回路60接收到的反馈信号来控制开关Q1，从而控制输出至LED负载的电流，使得能够避免启机时过流而损坏LED负载。
需要说明的是，在图3所示的功率因数校正电路中，连接在LED负载负端与次级线圈S1之间的电阻R1是采样电阻，该电阻两端的电压输入到第一反馈回路50中的运算放大器X1的同相输入端和第二反馈回路60的中的运算放大器X2的同相输入端，与输入至第一反馈回路50和第二反 馈回路60的运算放大器X1和运算放大器X2的异相输入端的参考电压Vref进行比较。通过第一反馈网络和第二反馈网络的调节，第一反馈回路50和第二反馈回路60产生的输出信号输出至控制器40，从而分别实现功率因数控制和恒流控制以及对输出至负载30的限流控制。
应当注意，电阻R8和电容C6组成滤波网络，以使得第一反馈回路50接收到的是低频信号，从而实现稳定工作状态下的功率因数控制。
另外，图4是示出了图3所示的功率因数校正电路中的两个反馈回路的输出电压波形图，从图4中可以看出，在启机时段，第二反馈回路60输出的电压信号大于第一反馈回路50的电压信号，因此在该时段，二极管D8会正向导通，而二极管D2会反向截止，从而仅有从第二反馈回路60输出的电压信号流向控制器40，然后，控制器40利用从第二反馈回路60接收到的反馈信号来控制开关变换电路20中的开关Q1，以实现对输出至LED负载30的快速限流控制。另外，从图4中还可以看出，在正常稳定运行时段时，第二反馈回路60输出的电压信号小于第一反馈回路50输出的电压信号，因此在该时段，二极管D5会反向截止，而二极管D2会正向导通，从而仅有从第一反馈回路50输出的电压信号流向控制器40，然后控制器40利用从第一反馈回路50接收到的反馈信号来控制开关变换电路20中的开关Q1，以实现功率因数控制和对输出负载电流的恒定控制。
为了便于理解，还给出了现有技术中的功率因数校正电路的输出电流波形图和本发明中的功率因数校正电路的输出电流的波形图，如图5a和图5b所示。从图5a和图5b中可以看出，现有技术中的功率因数校正电路的输出电流在启机时间会存在过冲，而在根据本发明实施例的功率因数校正电路的输出电流中，启机时的输出电流与稳定运行状态下的输出电流近似相等，不存在输出过冲电流。因此，根据本发明实施例的功率因数校正电路能够避免因启机时的过电流将LED负载损坏。
应当注意，在本实施例中，控制器40是PWM控制器，其通过控制输出的脉冲的占空比来实现对开关变换电路20中的开关Q1的控制。
在根据本发明的功率因数校正电路的另一实施例中，补偿网络51和补偿网络61可以有多种变形，其可由电容和电阻的串并联来形成，只要能够保证第一反馈回路的增益大于第二反馈回路的增益，第一反馈回路的带宽为几十Hz，第二反馈回路的带宽为几千Hz即可。
在根据本发明的功率因数校正电路的另一实施例中，可以使用三极管、MOSFET来代替二极管D2和D8作为开关装置，其具体的设计方式是本领域的普通技术人员根据本发明中的教导容易设计出的，因此在此不再赘述。
可以将以上所述的功率因数校正电路应用于用于驱动LED负载的驱动器中。在驱动器具有上述功率因数校正电路的情况下，该驱动器在能够实现高功率因数的同时还能够避免启机时因过电流而损坏LED负载。
以上仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (13)

1.一种功率因数校正电路(1)，包括：整流桥(10)；开关变换电路(20)，所述开关变换电路(20)的输入端连接在所述整流桥(10)的输出端；负载(30)，连接在所述开关变换电路(20)的输出端；控制器(40)，具有控制端和反馈端(FB)，所述控制端连接至所述开关变换电路(20)的受控端，其特征在于，还包括连接在所述开关变换电路(20)的采样端(SP)的第一反馈回路(50)和第二反馈回路(60)，所述第一反馈回路(50)和所述第二反馈回路(60)被设计为在所述功率因数校正电路(1)的正常工作状态下，使所述控制器(40)的所述反馈端(FB)仅接收到所述第一反馈回路(50)产生的第一反馈信号(S5)，在所述功率因数校正电路(1)的启机状态下，使所述控制器(40)的所述反馈端(FB)仅接收到所述第二反馈回路产生(60)的第二反馈信号(S6)，所述第二反馈回路(60)的带宽大于所述第一反馈回路(50)的带宽(50)。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第二反馈回路(60)与所述第一反馈回路(50)并行地连接于所述采样端(SP)与所述反馈端(FB)之间。
3.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一反馈回路(50)和所述第二反馈回路(60)设计为所述第一反馈回路(50)的增益大于所述第二反馈回路(60)的增益。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一反馈回路(50)的带宽为40-60Hz，所述第二反馈回路(60)的带宽为kHz量级。
5.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一反馈回路(50)包括第一运算放大器(X1)；以及第一反馈网络，所述第一反馈网络包括连接于所述第一运算放大器(X1)的异相输入端与输出端之间的第一补偿网络(51)和一端连接至所述第一运算放大器(X1)的异相输入端和所述第一补偿网络(51)的第一电阻元件(R9)。
6.根据权利要求5所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第二反馈回路(60)包括第二运算放大器(X2)；以及第二反馈网络，所述第二反馈网络包括连接于所述第二运算放大器(X2)的异相输入端与输出端之间的第二补偿网络(61)和一端连接至所述第二运算放大器(X2)的异相输入端和所述第二补偿网络(61)以及另一端连接至所述第一电阻元件(R9)的第二电阻元件(R10)。
7.根据权利要求6所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一补偿网络(51)由第三电阻元件(R2)和第一电容元件(C4)串联后再与第二电容元件(C3)并联形成，并且所述第二补偿网络由第三电容元件(C8)形成。
8.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，还包括开关装置(D2，D8)，利用所述开关装置(D2，D8)来实现在所述启机状态时仅使所述第二反馈信号(S6)被反馈至所述控制器(40)的所述反馈端(FB)并且在所述正常工作状态时仅使所述第一反馈信号(S5)被反馈至所述控制器(40)的所述反馈端(FB)。
9.根据权利要求8所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述开关装置包括第一开关(D2)和第二开关(D8)，所述第一开关(D2)连接于所述第一反馈回路(50)的输出端与所述控制器(40)的所述反馈端(FB)之间，所述第二开关(D8)连接于所述第二反馈回路(60)的输出端与所述控制器(40)的所述反馈端(FB)之间。
10.根据权利要求9所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一开关(D2)和所述第二开关(D8)是二极管、三极管或MOSFET。
11.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述开关变换电路(20)包括具有初级侧单元(P1)和次级侧单元(S1)的变换器(201)，所述第一反馈回路(50)和所述第二反馈回路(60)的输入端耦接至所述次级侧单元(S1)。
12.根据权利要求11所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述开关变换电路(20)还包括第三开关(Q1)，所述第三开关(Q1)的控制电极作为所述开关变换电路(20)的所述受控端，并且所述第三开关(Q1)的工作电极连接至所述初级侧单元(P1)的一输入端，所述初级侧单元(P1)的另一输入端连接至所述整流桥(10)。
13.一种驱动器，包括根据权利要求1-12中任一项所述的功率因数校正电路。
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