CN103647579A - 一种基于被动消除和数字消除的同频全双工系统实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种基于被动消除和数字消除的全双工通信系统实现方法，涉及无线通信领域。针对现有的基于被动消除，主动消除，数字消除模块的全双工系统，本发明提出了一种基于被动消除和数字消除的全双工通信系统，该系统不引入主动消除模块，提出了一种新型的被动消除方法，该方法利用同一节点收发天线的上下摆放方式对节点的自干扰信号进行被动消除，适用于多种调制方式的信号；提出了一种新型的数字消除方法，该方法基于递归最小二乘算法，通过导频序列，根据自干扰信道的特性，自适应调节信道预测器阶数，相较于其他数字消除方法提高了消除的效果。由于终端节点可以同时、同频率接收和发送信号，所以本发明提高了无线通信系统的通信效率。

Description

一种基于被动消除和数字消除的同频全双工系统实现方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域的一种全双工技术的实现方法，特别是涉及一种采用天线被动消除和节点数字消除方法，在复杂度较低的条件下实现了两终端节点利用同一频率同时进行数据交换。

背景技术

在无线通信领域中，终端节点进行数据交换时需要占用频谱资源和时间资源。全双工技术指两节点同时进行数据交换。半双工技术指两节点不能同时进行数据交换，同一时间只能发送或接收，其通信效率一般低于全双工通信技术。

在全双工技术中，目前将其分为频分双工FDD(Frequency Division Duplex，FDD)技术和时分双工TDD(Time Division Duplex，TDD)技术。其分类的主要依据为无线通信中收发信道占用的是不同的频谱资源或不同的时间资源。FDD技术为两终端节点的收发信道采用不同的频率同时进行传输，为避免干扰，需要一定的频率保护间隔，此方法占用了较多的频谱资源。TDD技术为两终端节点采用相同频率，收发双方采用不同时隙进行数据交换，一般在发送方和接收方转换时，还要加入一定的保护时隙，此方法占用了较多的时间资源。

端节点利用同一频率同时收发的全双工技术FD(Full Duplex，FD)在无线通信领域中实现难度非常大，一直没有在实际应用上得到普及。其难度主要集中在同时同频传输的情况下，节点发送的信号会在该节点接收处形成大功率的自干扰信号。一般情况下，该信号功率要远大于远端节点发送的有用信号，由于现在通信终端的模数转换器即A/D转换器(Analog toDigital Converter，ADC)模块量化位数普遍为8位或12位，精度有限，有用信号会被自干扰信号干扰，发生量化失真和削波失真，使得该节点无法正确接收有用信号。

能否消除自干扰信号，成为能否实现同时，同频全双工技术的关键。在以往的研究中，一般要求自干扰信号在进入接收端的ADC之前，要将其消除到接近噪声的水平。以便在数字域提取有用信息。对于自干扰信号的消除，目前主要有被动消除，主动消除(又被称为模拟消除)，数字消除三种方法。

关于被动消除的方法，现有的方案主要涉及三种方案。第一种方案依靠了环形缝隙天线的设计特性，在特定方向上实现了较大的衰减。第二种方案，依靠了相位相反的思路以抵消自干扰信号，但只对窄带信号效果明显。第三种方案利用了定向天线，吸波材料，极化方式的差异来消除特定方向的自干扰信号，虽然效果很好，但单一节点的设计复杂度高，且吸波材料较为昂贵。

关于主动消除的方法，这是一种开销最大，设计复杂度最高的消除方法，且通常需要额外的硬件设备。这些硬件的引入通常增加了通信系统的不确定性，增加了其失调的概率，系统的延迟和复杂度。

关于数字消除的方法，研究者虽然也进行了相关研究，但是普遍研究的较少。主要都是依靠导频序列进行信道估计，但估计的准确性有待提高。而且在研究中发现，虽然主动消除和被动消除都可以达到消除自干扰信号的目的，但是两者都使用的效果并不等于各自效果的线性叠加。因此，在实际应用中应该对引入主动消除模块增加的设计复杂度和其带来的消除效果进行权衡。

目前现有的全双工技术方法，其都是依靠被动消除，主动消除，数字消除三种方法同时使用实现的。这使得节点复杂度高，系统开销大。但在节点复杂度较低的情况下，能否去掉开销最大的主动消除模块，最大限度的利用被动消除和数字消除方法，尚未有相关研究成果。发明内容

为了解决频分双工和时分双工通信效率低的问题，同时兼顾系统复杂度和系统设计开销，实现同时同频的全双工通信系统，本发明提出了一种基于被动消除和数字消除的全双工通信系统。该系统可以在不引入主动消除模块，仅利用节点自身的计算能力的前提下，提高无线通信系统的通信效率。

为实现上述发明目的，本发明所采用基于被动消除和数字消除的全双工通信系统的实现方法，其特征在于：

利用同一节点收发天线的上下摆放方式对节点的自干扰信号进行被动消除，利用一种基于递归最小二乘算法(Recursive Least Squares，RLS)的新型数字消除方法进行数字消除。

所述实现方法包括以下步骤：

在所述被动消除方法中，利用全向天线的物理特性，按如下方式摆放，A节点的发送天线垂直放置于该节点接收天线上方，B节点的发送天线垂直放置于该节点接收天线的下方，同时A节点的接收天线和B节点的发送天线处于同一水平位置，A节点的发送天线和B节点的接收天线处于同一水平位置，其中，所述A节点和B节点为进行全双工通信的两个终端节点，B节点较A节点有一定的发送延迟。

在所述数字消除方法中，以A节点为例，利用A节点发送的导频序列，设定自适应信道预测器的阶数M的初值，方法为，通过自干扰信道相干带宽B_c，计算

其中表示对

向上取整，B_s为自干扰信号的带宽。

在所述数字消除方法中，以A节点为例，利用A节点发送的导频序列，进行A节点收发天线的自干扰信道预测，设定自适应信道预测器遗忘因子λ，预测系数w＝[w(1)，w(2)，...，w(M)]^T，初值设定为w＝[0，0，...，0]^T，其中C^T表示对矩阵C的转置，通过导频序列和递归最小二乘算法不断更新所述预测系数w，以使得逐渐变小，其中err(n)为第n次预测的误差，R_A-Pilots1(n)为A节点接收到的导频序列的第n个采样点，

为A节点通过预测器预测的导频序列的第n个采样点。

在所述数字消除方法中，在M≤n≤N_pil范围内，保存所有的预测系数w，其中，N_pil为导频序列长度，在导频序列对预测器系数训练完毕后，计算其中P_DC为数字消除的效果，若P_DC＜15dB，则进行反馈调节M＝M+1，以使得重建序列的误差达到要求。

在所述数字消除方法中，当P_DC符合要求时，计算

，所述

和所述T_A获取重建信号

其中，

其中T_A为A节点发送的序列，

为重建的序列，节点A利用重建信号和混合信号进行数字消除，相减即可得到有用信号。

本发明的有益效果是，基于被动消除和数字消除的全双工通信系统，该系统不引入主动消除模块，提出了一种新颖的被动消除方法，该方法利用同一节点收发天线的上下摆放方式对节点的自干扰信号进行被动消除，适用于多种调制及多种带宽的信号；提出的一种基于递归最小二乘算法的新颖数字消除算法，可以根据自干扰信道的特性，自适应调节信道预测器阶数，相较于其他数字消除方法提高了数字消除的效果。由于终端节点可以同时在同一频率接收和发送信号，故相较于传统的频分双工系统和时分双工系统，提高了频谱利用率；由于基于被动消除和数字消除的全双工通信系统，去除了主动消除模块，因此降低了系统实现的复杂度。

附图说明

图1，基于被动消除和数字消除的同时同频全双工系统端节点的结构示意图。

图1中，1.控制FPGA的代码，2.FPGA，3.12-bit数模转换器(DAC)，4.时钟信号，5.12-bit模数转换器(ADC)，6.工作频率为2.4GHz的射频发送器，7.工作频率为2.4GHz的射频接收器，8.全向发送天线，9.全向接收天线，10.自干扰信号的无线信道，11.端节点的可编程部分，为图1中虚线所框部分。

图2，基于被动消除和数字消除的同时同频全双工系统节点通信场景图。

图2中，12，14，15统称为节点A，13，16，17统称为节点B，节点A和节点B是图1中所示端节点结构示意图的具体实例。图2中，12.端节点A的可编程部分，13.端节点B的可编程部分，14.节点A的发送天线，15.节点A的接收天线，16.节点B的接收天线，17.节点B的发送天线，18.节点A发送天线与节点B接收天线的信道，19.节点B发送天线与节点A接收天线的信道，20.节点A的自干扰信道，21.节点B的自干扰信道，其中12，14，15统称为节点A，13，16，17统称为节点B，节点A和节点B是图1中所示端节点结构示意图的具体实例。

图3，基于被动消除和数字消除的同时同频全双工通信系统帧结构。

图3中，22.节点A发送的数据帧T_A，23.节点B发送的数据帧T_B，24.巴克序列T_A-Barker1，用于A节点自身发送的数据帧同步，25.导频序列T_A-Pilots1，用于A节点自干扰信道的信道估计，26.有效载荷T_A-Payload，A节点实际发送的有用数据，27.导频序列T_A-Pilots2，用于B节点对图2中18所示的信道进行估计，28.巴克序列T_A-Barker2，用于B节点对A节点发送的数据帧进行帧同步，29.发送延迟TxDelay，B节点相较于A节点发送信号的延迟，30.巴克序列T_B-Barkerl，用于A节点对B节点发送的数据帧进行帧同步，31.导频序列T_B-Pilots1，用于A节点对图2中19所示的信道进行估计，32.有效载荷T_B-Payload，B节点实际发送的有用数据，33.导频序列T_B-Pilots2，用于B节点自干扰信道的信道估计，34.巴克序列T_B-Barker2，用于B节点自身发送的数据帧同步。

图4，基于RLS算法的数字消除算法模块。

图4中，35.自适应信道预测器阶数M，36.自适应信道预测器的遗忘因子λ，37.自适应信道预测器，38.基于RLS算法计算的自适应预测器的系数w(n)，1≤n≤M，其会根据导频序列不断训练，以自适应自干扰信道，39.预测系数为

(n)信道预测器，40.导频序列，41.自适应预测器对导频序列的估计，42.经过自干扰信道，接收到的导频序列，43.预测误差序列err(n)，44.节点实际发送的序列，45.预测器输出的预测的序列，46.混合信号序列，47.数字消除后的信号序列，48.减法单元，49.减法单元。

具体实施方式

本发明实施例是基于天线被动消除和节点数字消除实现的低复杂度的全双工通信系统。其可将时频资源同时应用在发送和接收过程，增加频谱和时间的利用效率。

为使本发明实施例的目的，技术方案和优点更加清楚，下面将结合说明书附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚完整的描述。

在图2中，12，14，15统称为A节点，13，16，17统称为B节点。A，B节点为本实施例中的两个终端节点，其中B节点相较于A节点有一定的发送延迟，本描述将以A节点为例，B节点部分只描述与A节点不同的部分。

基于被动消除和数字消除的同时同频全双工系统端节点的结构示意图如图1所示，在图1中，节点A的发送比特由1控制在2中生成，并经过调制，余弦滚将滤波器等处理，送至3，3可将其变为模拟信号。其中2，3，5，6，7共享同一个时钟信号4，这样可使A节点接收到的自干扰信号不存在相位偏移，上述过程都在11中完成，可由FPGA变成控制。最终信号通过8发送，自干扰信号会通过10到达9。对于B节点，需要经过一定的延迟，如图3中的29所示，将发送的比特经过相同的过程，利用相同的频率发送一帧。此时，两节点工作在同时同频的全双工状态下。

节点A和节点B发送的信号对于自身节点来说为自干扰信号，首先需要被动消除。

基于被动消除和数字消除的同时同频全双工系统节点通信场景图如图2所示，在图2中，被动消除方法为，将端节点A的接收天线垂直放置于发送天线下方，其目的在于利用全向天线的物理特性和信号衰落的电磁特性，使其位于A节点发送天线所发送信号的深衰落处。将端节点B的接收天线垂直放置于发送天线上方，其目的与A节点相同。A节点发送天线与B节点接收天线处于相同水平位置，A节点接收天线与B节点发送天线处于相同水平位置。如上述摆放方式，可使端节点最大程度接收对方节点发送的有用信号，最小程度接收自身发送的自干扰信号。

在实施例中，我们利用该被动消除的方式对各种调制方式的信号均做了相关测定，其中包括调制方式为单载波的QPSK，16QAM，64QAM，64子载波的宽带OFDM信号(子载波调制方式为QPSK，16QAM，64QAM)。结果证明其充分利用了天线的物理特性和电磁波的电磁特性，使宽带信号和窄带信号的自干扰信号功率都得到了较大的衰减。

节点A发送的信号经过被动消除，到达15。节点B发送的信号经过19，到达15。两者信号由于同频率故混合在了一起。实验中可以按照上述被动消除方法，通过调整14，15，17的相对位置，使得两个信号的功率相当。

混合信号经过7，到达5，按照我们提出的被动消除方法，在没有主动消除的情况下，两信号功率相当，可避免量化失真，混合信号幅度应由1控制的自动增益控制器设定，以避免削波失真，从而使得信号有用信息通过5进入2，为后续的数字消除提供基础。

基于被动消除和数字消除的同时同频全双工通信系统帧结构如图3所示，在图3中，A，B节点的发送数据帧结构相同。A节点发送的数据帧结构中包括巴克序列24，28，导频序列25，27，负载序列26。

在2中，节点A利用24进行对22的同步。由于B节点的发送延迟，此时只包括自干扰信号，故同步的结果较为准确。而后利用25，采用基于RLS的新型数字消除方法进行数字消除。

基于RLS算法的数字消除算法模块如图4所示。

首先利用25，计算20的均方根时延扩展σ_τ。

计算其中B_c为信道的相干带宽。

计算

其中

表示对

的向上取整，B_s为自干扰信号的带宽，M为预测器阶数，即图4中的35。

假设M≤n≤N_pil，N_pil为导频序列的符号个数，λ为遗忘因子，即图4中的36。

在本实施例中，首次估计时n＝M。40为节点A发送的导频的序列25中的子序列的逆序列，长度固定为n，记为u＝[T_A-Pilotsl(n)，T_A-Pilots1(n-1)，...，T_A-Pilots1(1)]^T，41为预测器的预测输出，记为42为节点A的接收到的自干扰信号中的导频序列部分，记为R_A-Pilots1(n)，此信号也作为37的期望输出信号，43为两者的差通过err(n)的大小来反馈调节预测器的预测系数38。38为预测系数w，其中w＝[w(1)，w(2)，...，w(M)]^T，初值设定为w＝[0，0，...，0]^T。调节38的具体步骤如下：

计算其中k为卡尔曼因子，P的初值设定为P＝I_M*M/δ，其中I_M*M为单位矩阵，δ＝1。

计算

其中

为本次预测值。

计算本次预测和期望信号的误差

所做减法操作在48中完成。

通过误差err(n)调整预测器系数w＝w+k*err^*(n)，其中err^*(n)为err(n)的复共轭，并将每组系数保存下来。

计算P＝λ^-1*P-λ^-1*k*u^T*P。

调整n＝n+1，使u＝[T_A-Plots1(n)，T_A-Pilots1(n-1)，...，T_A-Pilots1(n-M+1)]^T。

重复上述步骤直到n＝N_pil。

通过计算

来确定M的值是否合适，其中P_DC为数字消除的效果，若P_DC＜15dB，则进行反馈调节M＝M+1，以使得重建序列的误差达到要求。由于节点位置相对固定，故无线信道在一次传输中信道可以认为是稳态的。故M一旦确定后，可不作修改。

计算 $\stackrel{\‾}{w}=[\stackrel{\‾}{w}\left(1\right),\stackrel{\‾}{w}\left(2\right),...,\stackrel{\‾}{w}\left(M\right){]}^T,$ 作为39的预测系数。

通过获得的

和T_A，即图4中的44，获取重建信号

即图4中的45。

节点A利用重建信号波形45和混合信号波形46在减法单元49中相减得到有用信号波形，即其中R_A-Dc为数字消除后的信号，即图4中的47，其包含B节点发送的有用信息，R_A为A节点收到的混合信号。

之后，节点A利用30进行23的同步。

虽然节点A和节点B采用相同频率，但实际中时钟并不严格同步，存在初相和频差。若通信系统采用相移键控的调制方式，则不能正确解调。故利用31，估计载波偏移，使数字消除的方法可以适用于相移键控调制。方法如下：

若Z为复数，设

Im(Z)为Z的虚部，Re(Z)为Z的实部。

R_A-Dc-Pilots(n)为A节点数字消除和同步后的导频序列的第n个采样点，T_B-Pilots1(n)为B节点发送的导频序列中的第n个采样点，θ_n为第n个采样点在无线信道中相位的改变值。

计算△θ_n＝θ_n+1-θ_n，△θ_n为第n+1个和n个采样点在相位改变值的偏移量。

计算

为在导频序列内相位改变值偏移量的平均值。

计算其中1≤i≤L，L为T_A的长度，R_A-DC(i)为A节点接收的混合序列进行数字消除和同步后的序列，R_A-DC-cfo(i)为R_A-DC(i)在第i个采样点载波偏移恢复后的值。

之后，节点A利用31估计19。经过解调即可获得节点B发送的比特，即图3中的32。

对于B节点，有用信号的提取过程与A节点基本一致。故只表述存在差异性的步骤。

节点A发送的信号经过18，到达了16。节点B发送的信号经过21，功率得到了较大的衰减(被动消除)，到达16。两者信号由于同频率故混合在了一起。实验中可以通过调整14，16，17的相对位置，使得两个信号的功率相当，即ADC之后不会损失有用的信息。

由于B节点获得的混合信息中前一部分是A节点的信息，故无法获得B节点自干扰信道的先验信息，也无法重建自干扰信号。因此需要将B节点的信息逆序处理。逆序后，混合信号的前一部分为B节点的自干扰信号。

之后B利用34进行同步，利用33进行数字消除。

节点B利用27进行载波偏移估计。计算

后，应将该序列逆序，再与原序列相乘，得到恢复后的序列。

在解调环节前应将符号序列逆序处理，再进行解调。

Claims (7)

1.一种基于被动消除和数字消除的全双工通信系统实现方法，其特征是：利用同一节点收发天线的上下摆放方式对节点的自干扰信号进行被动消除，利用一种基于递归最小二乘算法的新型数字消除方法进行数字消除。

2.根据权利要求1所述的基于被动消除和数字消除的全双工通信系统实现方法，其特征是：在被动消除方法中，利用全向天线的物理特性，按如下方式摆放，A节点的发送天线垂直放置于该节点接收天线上方，B节点的发送天线垂直放置于该节点接收天线的下方，同时A节点的接收天线和B节点的发送天线处于同一水平位置，A节点的发送天线和B节点的接收天线处于同一水平位置，其中，所述A节点和B节点为进行全双工通信的两个终端节点。

3.根据权利要求1所述的基于被动消除和数字消除的全双工通信系统实现方法，其特征是：在数字消除方法中，以A节点为例，利用A节点发送的导频序列，设定自适应信道预测器的阶数M的初值，方法为，通过自干扰信道相干带宽B_c，计算

其中

表示对

向上取整，B_s为自干扰信号的带宽。

4.根据权利要求1所述的基于被动消除和数字消除的全双工通信系统实现方法，其特征是：在数字消除方法中，以A节点为例，利用A节点发送的导频序列，进行A节点收发天线的自干扰信道预测，设定自适应信道预测器遗忘因子λ＝0.95，预测系数w＝[w(1)，w(2)，...，w(M)]^T，初值设定为w＝[0，0，...，0]^T，通过导频序列和递归最小二乘算法不断更新所述预测系数w，以使得

逐渐变小，其中err(n)为第n次预测的误差，R_A-Pilots1(n)为A节点接收到的导频序列的第n个采样点，为A节点通过预测器预测的导频序列的第n个采样点。

5.根据权利要求1所述的基于被动消除和数字消除的全双工通信系统实现方法，其特征是：在数字消除方法中，在M≤n≤N_pil范围内，保存每次的预测系数w，其中，N_pil为导频序列长度，在导频序列对预测器系数训练完毕后，计算

其中P_DC为数字消除的效果，若P_DC＜15dB，则进行反馈调节M＝M+1，以使得重建序列数字消除的误差达到要求。

6.根据权利要求1所述的基于被动消除和数字消除的全双工通信系统实现方法，其特征是：在数字消除方法中，当P_DC符合要求时，计算，所述和所述T_A获取重建信号

其中，

其中T_A为A节点发送的序列，为重建的序列，节点A利用重建信号和混合信号进行数字消除，相减即可得到有用信号。

7.根据权利要求1或3，4，5，6中所述的基于被动消除和数字消除方法，其特征是：对于B节点，较A节点应该有一定的发送延迟，之后对于接收到的混合序列应做逆序处理，再利用所述方法进行数字消除。

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