CN103647129A - 一种新型双频反相功率分配器 - Google Patents

Abstract

一种新型双频反相功率分配器，包括：输入端口；第一输出端口和第二输出端口，分别位于介质板的相对两端，用于在双频带内输出相位相差为180°的信号；两条双节微带线，上下平行设置，分别位于介质板的顶部和底部；金属接地面，包括三层结构，分为顶层、中间层和底层，分别设置于介质板的正面、中间层和背面；集总电阻，设置在过孔上，用于隔离第一输出端口和第二输出端口；介质板，为印制电路的基板，用于承载整个电路；过孔，用于三层金属接地面之间的连接和集总电阻与接地面之间的连接。本发明的双频反相功率分配器能在双频段内获得较宽的带宽、较好的隔离效果、较小的插入损耗以及稳定的180°相位差。

Description

一种新型双频反相功率分配器

技术领域

本发明涉及一种新型双频反相功率分配器，确切的说是两输出端口相位相差180°的双频等分功率分配器，属于微波传输器件的技术领域。

背景技术

功率分配器也称为功分器，是一种将一路输入信号能量分成两路或多路输出相等或不相等能量的器件，也可反过来将多路信号能量合成一路输出，此时可也称为合路器。功率分配器根据输出端的相位关系，可以分为同相功率分配器和反相功率分配器。反相功率分配器被广泛运用于混频器、功率放大器、倍频器、平衡天线等电路中，尤其在平衡推挽电路中反相功率分配器因其优越的性能受到了越来越多的重视。

为使两输出端口获得180°的相位差，大部分的反相功率分配器都会采用180°的电长度来实现相位的反转。但这种反相功率分配器的相位对频率的变化极为敏感，带宽较窄，并且很难实现双频结构。在双面平行带线中插入公共金属接地板能够很好的实现相位的反转，目前使用双面平行带线结构的单频反相功率分配器能获得较宽的带宽和非常稳定的反相相位差，因此，在单频反相功率分配器的基础上，使用双面平行带线获得双频特性的反相功率分配器技术随之发展起来。但是目前通过枝节匹配的双频反相功率分配器带宽较窄，用集总电容电感进行匹配的双频反相功率分配器在高频时性能稳定性差。

因此，有必要提供一种具有良好匹配和隔离效果的宽带双频反相功率分配器，使得其能够克服现有技术中双频反相功率分配器存在双频带窄、插入损耗大、相位差不稳定的缺陷。

发明内容

本发明的目的是提供一种运用于双频系统的新型宽带反相功率分配器。本发明的双频反相功率分配器具有双频带宽、插入损耗小、相位差稳定等优点。

根据本发明的一个方面，提供一种新型双频反相功率分配器，包括：输入端口，其传输线为双面平行带线，分别位于介质板的正面和背面；第一输出端口和第二输出端口，分别位于介质板的相对两端，用于在双频带内输出相位相差为180°的信号；第一双节微带线和第二双节微带线，上下平行设置，分别位于介质板的正面和背面，其中一条将输入端口中双面平行带线的正面部分与第一输出端口连通，另一条将输入端口中双面平行带线的背面部分与第二输出端口连通，其用于在双频带上实现由输入端口到第一输出端口、第二输出端口的阻抗匹配；金属接地面，包括三层结构，分为顶层、中间层和底层，分别设置于介质板的正面、中间层和背面，其中，所述中间层接地面用于将输入端口的双面平行带线转换为第一双节微带线和第二双节微带线；集总电阻，设置在过孔上，用于隔离第一输出端口和第二输出端口；介质板，为印制电路的基板，用于承载整个电路；过孔，用于三层金属接地面之间的连接以及集总电阻和中间层接地面的连接。

其中，所述第一双节微带线和第二双节微带线为背靠背的方式放置。

其中，所述金属接地面的顶层接地面离中间层接地面的距离与底层接地面离中间层接地面的距离相等。

其中，所述金属接地面的中间层接地面中设置有两条缝隙，分裂的中间层接地面通过集总电阻相接，顶层接地面和底层接地面通过过孔与中间层接地面连接。

其中，所述集总电阻有4个，两两对称设置在第一双节微带线的两侧，并通过过孔跨接在由两条缝隙分开的金属接地面的中间层接地面上。

其中，所述两条缝隙分别形成为弧形段和矩形段，弧形段的宽带为1mm，矩形段的宽带为1mm。

其中，所述第一输出端口和第二输出端口输出的微带线分别设置于介质板的正面和背面，并分别与第一双节微带线、第二双节微带线垂直。

所述功率分配器中传输线的各参数满足以下公式：

${\mathrm{\θ}}_1={\mathrm{\θ}}_2=\mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{\π}}{1+f_2/f_1}$

$Z_1=\sqrt{\frac{Z_0(Z_L-Z_0/2)}{4{\tan }^2\mathrm{\θ}}+\sqrt{{\left[\frac{Z_0(Z_L-Z_0/2)}{4\mathrm{ta}{n}^2\mathrm{\θ}}\right]}^2+{(Z_0/2)}^3{Z}_L}}$

$Z_2=\frac{Z_0{Z}_L}{2Z_1}$

$R_1=\sqrt{Z_1{Z}_2+Z_2^2-\frac{Z_1{Z}_2+Z_1^2}{{\tan }^2\mathrm{\θ}}}$

$R_2=Z_L-\frac{R_1{Z}_2^2+R_1{Z}_2^2{\tan }^2\mathrm{\θ}}{{(Z_1+Z_2)}^2+{R_1}^2{\tan }^2\mathrm{\θ}}$

其中，f₁、f₂为功率分配器的工作频率，θ₁为双节微带线第一段的相位，θ₂为双节微带线第二段的相位，Z₀为输入端口的特征阻抗，Z_L为第一输出端口和第二输出端口的特征阻抗，Z₁为双节微带线第一段的特征阻抗，Z₂为双节微带线第二段的特征阻抗，R₁、R₂为集总电阻。

本发明的一种新型双频反相功率分配器，通过使用双面的平衡结构实现与频率相互独立的180°的相位差；介质板中间层通过插入导电接地面实现单传输线到双传输线的转换；通过使用双节微带线实现输入端到两输出端的双频匹配；使用集总电阻实现两输出端口之间的隔离；本发明的双频反相功率分配器能在双频段内获得较宽的带宽、较好的隔离效果、较小的插入损耗以及稳定的180°相位差。

附图说明

图1显示了本发明实施例的双频反相功率分配器的三维结构示意图；

图2显示了本发明实施例的双频反相功率分配器各层的结构示意图；

图3显示了本发明实施例的双频反相功率分配器奇模和偶模激励时等效电路图；

图4显示了本发明实施例的双频反相功率分配器的仿真S参数图；

图5显示了本发明实施例的双频反相功率分配器的实测S参数图；

图6显示了本发明实施例的双频反相功率分配器输出端口之间的仿真和实测相位差对比图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面结合具体实施方式并参照附图，对本发明进一步详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。

图1显示了本发明实施例的双频反相功率分配器的三维结构示意图；图2显示了本发明实施例的双频反相功率分配器各层的结构示意图。

如图1、图2所示，本发明实施例的双频反相功率分配器，包括下述组件：输入端口1、第一双节微带线2、第二双节微带线3、集总电阻4、第一输出端口5、第二输出端口6、介质板7、过孔8以及金属接地面9。

输入端口1用于输入信号，其传输线为特征阻抗为Z₀的双面平行带线，双面平行带线分别位于介质板7的正面和背面，长度均为L₁，宽度均为W₁。

第一双节微带线2，设置在介质板7的正面，连接所述输入端口1中双面平行带线的正面部分（位于介质板正面）和第一输出端口5，用于在双频带上实现由输入端口1到第一输出端口5的阻抗匹配。

第二双节微带线3，设置在介质板7的背面，连接所述输入端口1中双面平行带线的背面部分（位于介质板背面）和第二输出端口6，用于在双频带上实现由输入端口1到第二输出端口6的阻抗匹配。

如图1和图2所示，第一双节微带线2和第二双节微带线3背靠背上下平行，二者均包括宽度不同的两节2-1和2-1、3-1和3-2，两节的长度分别为L₂和L₃，两节的宽度分别为W₂和W₃。

金属接地面3，包括三层结构，分为顶层接地面9-1、中间层接地面9-2和底层接地面9-3，分别设置在介质板7的正面、中间层和背面，顶层接地面9-1离中间层接地面9-2的距离与底层接地面9-3离中间层接地面9-2的距离相等。顶层接地面9-1大致设置在与第一输出端口5相反的一侧，底层接地面9-3大致设置在与第二输出端口6相反的一侧，中间层接地面9-2用于将输入端口1的双面平行带线转换为第一双节微带线2和第二双节微带线3。如图2b所示，在中间层接地面9-2中设置了2条缝隙，使得中间层接地面9-2被分裂成3个部分。被分裂的中间层接地面9-2通过焊接在过孔8上的集总电阻4相互连接，在本发明的优选实施例中，所述两条缝隙分别形成为弧形段和矩形段，优选的，弧形段的宽带为1mm，矩形段的宽带为1mm。此外，位于介质板7的正面和背面的顶层接地面9-1、底层接地面9-3分别通过过孔8与中间层接地面9-2连接，这种结构便于第一输出端口5、第二输出端口6与外部接口相连。

集总电阻4，设置在过孔8上，用于隔离第一输出端口5与第二输出端口6。所述集总电阻4有4个，两两对称设置在第一双节微带线2的两侧，并通过过孔8跨接在由两条缝隙分开的金属接地面3的中间层上，将分裂的中间层接地面9-2连接起来。

第一输出端口5设置在介质板7的正面，大致垂直的连接到第一双节微带线2，形成为特征阻抗为Z_L的微带线，用于在双频带内输出信号。

第二输出端口6设置在介质板7的背面，大致垂直的连接到第二双节微带线3，形成为特征阻抗为Z_L的微带线，用于在双频带内输出与第一输出端口5的信号相位相差为180°的信号。

如图1和图2所示，第一输出端口5和第二输出端口6彼此反向设置，二者均包括宽度不同的两节，长度分别为L₄和L₅，两节的宽度分别为W₄和W₅。设位于顶层或者底层上微带线介质层的高度为h，则位于中间层上的微带线介质层的高度为h/2。

介质板7，为印制电路的基板，用于承载整个电路，在本发明的优选实施例中，介质板7的厚度为2mm，介电常数为2.65。

过孔8，一部分成对的设置介质板7中，用于安装集总电阻4。具体来说，过孔8成对的设置在第一双节微带线2和第二双节微带线3的两侧，并跨接在由两条缝隙分开的金属接地面3的中间层上，以通过集总电阻4实现三层金属接地面9之间的连接，另一部分设置在中间层接地面9-2和顶底层接地面9-1、9-3的连接处，用于连接中间层接地面9-2和顶底层接地面9-1、9-3的连接。

图3显示了本发明优选实施例的双频反相功率分配器在奇模和偶模激励下的等效电路图。

如图3a所示，当电路为奇模激励时，电路板顶层和底层的信号幅度相等，相位反相，流经4个集总电阻4的电流可以相互抵消，因此奇模等效电路中的电阻可以忽略；在奇模等效电路中，输入端口中高度为h双面平行带线可以等效为2条高度为h/2的背靠背的微带线，在相同线宽下，双面平行带线在高度为h时的特征阻抗为微带线在高度为h/2的特征阻抗的两倍，因此奇模激励下输入端口1的特征阻抗Z_S为Z₀/2。

如图3b所示，电路为偶模激励时，电路板顶层和底层的信号具有相同的幅度和相位，此时位于双节微带线两侧的电阻为顶层和底层的两路信号，而输入端口1的双面平行带线在顶层和底层的电压相等，因此输入端口1等效为开路。

奇模和偶模激励时的等效电路中各参数的值应满足以下公式：

${\mathrm{\θ}}_1={\mathrm{\θ}}_2=\mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{\π}}{1+f_2/f_1}---\left(1\right)$

$Z_1=\sqrt{\frac{Z_0(Z_L-Z_0/2)}{4{\tan }^2\mathrm{\θ}}+\sqrt{{\left[\frac{Z_0(Z_L-Z_0/2)}{4\mathrm{ta}{n}^2\mathrm{\θ}}\right]}^2+{(Z_0/2)}^3{Z}_L}}---\left(2\right)$

$Z_2=\frac{Z_0{Z}_L}{2Z_1}---\left(3\right)$

$R_1=\sqrt{Z_1{Z}_2+Z_2^2-\frac{Z_1{Z}_2+Z_1^2}{{\tan }^2\mathrm{\θ}}}---\left(4\right)$

$R_2=Z_L-\frac{R_1{Z}_2^2+R_1{Z}_2^2{\tan }^2\mathrm{\θ}}{{(Z_1+Z_2)}^2+{R_1}^2{\tan }^2\mathrm{\θ}}---\left(5\right)$

其中，f₁、f₂为功率分配器的工作频率，θ₁为双节微带线2-1和3-1的相位，θ₂为双节微带线2-2和3-2的相位，Z₀为输入端口1的特征阻抗，Z_L为第一输出端口5和第二输出端口6的特征阻抗，Z₁为双节微带线2-1和3-1的特征阻抗，Z₂为双节微带线2-2和3-2的特征阻抗，R₁、R₂为集总电阻。

在本发明优选的实施例中，两工作频点为f₁=1.5GHz和f₂=2.4GHz，输入端口1的特征阻抗为Z₀=50Ω，第一输出端口5和第一输出端口6的特征阻抗均为Z_L=50Ω。通过公式（1）、（2）、（3）、（4）和（5）计算得出电路的各个参数为θ₁=θ₂=69°，Z₁=30.5Ω，Z₂=41Ω，R₁=51.1Ω，R₂=20.7Ω，并根据介质板的介电常数、厚度，通过传输线计算软件得出如下参数，如图2所示，输入端口1输入的双面平行带线的宽度W₁=7mm，第一双节微带线2和第二双节微带线3的第一节的宽度W₂=5.5mm，第一双节微带线2和第二双节微带线3的第二节的宽度W₃=3.7mm，第一输出端口5和第二输出端口6输出的微带线第一部分的宽度W₄=2.7mm，输出的微带线第二部分宽带的宽度W₅=5.5mm；通过HFSS仿真优化得到一双节微带线2和第二双节微带线3的第一节的长度L₂=30mm，第二节的长度L₃=24mm；而输入的双面平行带线的长度L₁、输出的微带线第一部分的长度L₄和输出的微带线第二部分的长度L₅可以根据实际情况选择适当的值，优选的，取L₁=15mm，L₄=22mm，L₅=15mm。

图4显示了本发明实施例的双频反相功率分配器的仿真S参数图；图5显示了本发明实施例的双频反相功率分配器的实测S参数图。

其中，S参数用于描述各个端口之间传递信号的情况。S_ii是指所有端口接匹配负载时向i端口看去的反射系数；S_ij表示其他端口接匹配负载时，j端口到i端口的传输系数，输入端口1、第一输出端口5、第二输出端口6分别指端口1、端口2、端口3。

如图4、图5所示，仿真和测试结果基本吻合。优选实施例的双频反相功率分配器工作在0.5GHz到2.5GHz的宽频带上，且工作特性为双频特性。与理想结果相比，仿真和实测的结构在工作频点上有稍许的偏移，但该双频反相功率分配器在较宽的双频段内能实现良好的匹配和隔离，且在工作带宽内插入损耗小于0.8dB。

图6显示了本发明实施例的双频反相功率分配器输出端口之间的仿真和实测相位差对比图。

如图6所示，第一输出端口5、，第二输出端口6之间的相位差在双频带内为180°±5°，相位差稳定，波动幅度不大，能够实现本发明的设计目的。

如上所述，本发明的一种新型双频反相功率分配器，通过使用双面的平衡结构实现与频率相互独立的180°的相位差；介质板中间层通过插入导电接地面实现单传输线到双传输线的转换；通过使用双节微带线实现输入端到两输出端的双频匹配；使用集总电阻实现两输出端口之间的隔离；本发明的双频反相功率分配器能在双频段内获得较宽的带宽、较好的隔离效果、较小的插入损耗以及稳定的180°相位差。

应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。

Claims (8)

1.一种新型双频反相功率分配器，包括：

输入端口（1），其传输线为双面平行带线，分别位于介质板（7）的正面和背面；

第一输出端口（5）和第二输出端口（6），分别位于介质板（7）的相对两端，用于在双频带内输出相位相差为180°的信号；

第一双节微带线（2）和第二双节微带线（3），上下平行设置，分别位于介质板（7）的正面和背面，其中一条将输入端口（1）中双面平行带线的正面部分与第一输出端口（5）连通，另一条将输入端口（1）中双面平行带线的背面部分与第二输出端口（6）连通，其用于在双频带上实现由输入端口（1）到第一输出端口（5）、第二输出端口（6）的阻抗匹配；

金属接地面（9），包括三层结构，分为顶层、中间层和底层，分别设置于介质板（7）的正面、中间层和背面，其中，所述中间层接地面（9-2）用于将输入端口（1）的双面平行带线转换为第一双节微带线（2）和第二双节微带线（3）；

集总电阻（4），设置在过孔（8）上，用于隔离第一输出端口（5）和第二输出端口（6）；

介质板（7），为印制电路的基板，用于承载整个电路；

过孔（8），用于三层金属接地面（9）之间的连接以及集总电阻（4）和中间层接地面（9-2）的连接。

2.根据权利要求1所述的双频反相功率分配器，所述第一双节微带线（2）和第二双节微带线（3）为背靠背的方式放置。

3.根据权利要求1所述的双频反相功率分配器，所述金属接地面（9）的顶层接地面（9-1）离中间层接地面（9-2）的距离与底层接地面（9-3）离中间层接地面（9-2）的距离相等。

4.根据权利要求3所述的双频反相功率分配器，所述金属接地面（3）的中间层接地面（9-2）中设置有两条缝隙，分裂的中间层接地面（9-2）通过集总电阻（4）相接，顶层接地面（9-1）和底层接地面（9-3）通过过孔（8）与中间层接地面（9-2）连接。

5.根据权利要求4所述的双频反相功率分配器，所述集总电阻（4）有4个，两两对称设置在第一双节微带线（2）的两侧，并通过过孔（8)跨接在由两条缝隙分开的金属接地面（9）的中间层接地面（9-2）上。

6.根据权利要求4所述的双频反相功率分配器，所述两条缝隙分别形成为弧形段和矩形段，弧形段的宽带为1mm，矩形段的宽带为1mm。

7.根据权利要求1所述的双频反相功率分配器，所述第一输出端口（5）和第二输出端口（6）输出的微带线分别设置于介质板（7）的正面和背面，并与双节微带线（2）和（3）垂直。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的双频反相功率分配器，所述功率分配器中传输线的各参数满足以下公式：

${\mathrm{\θ}}_1={\mathrm{\θ}}_2=\mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{\π}}{1+f_2/f_1}$

$Z_1=\sqrt{\frac{Z_0(Z_L-Z_0/2)}{4{\tan }^2\mathrm{\θ}}+\sqrt{{\left[\frac{Z_0(Z_L-Z_0/2)}{4\mathrm{ta}{n}^2\mathrm{\θ}}\right]}^2+{(Z_0/2)}^3{Z}_L}}$

$Z_2=\frac{Z_0{Z}_L}{2Z_1}$

$R_1=\sqrt{Z_1{Z}_2+Z_2^2-\frac{Z_1{Z}_2+Z_1^2}{{\tan }^2\mathrm{\θ}}}$

$R_2=Z_L-\frac{R_1{Z}_2^2+R_1{Z}_2^2{\tan }^2\mathrm{\θ}}{{(Z_1+Z_2)}^2+{R_1}^2{\tan }^2\mathrm{\θ}}$

其中，f₁、f₂为功率分配器的工作频率，θ₁为双节微带线（2-1）和（3-1）的相位，θ₂为双节微带线（2-2）和（3-2）的相位，Z₀为输入端口（1）的特征阻抗，Z_L为第一输出端口（5）和第二输出端口（6）的特征阻抗，Z₁为双节微带线（2-1）和（3-1）的特征阻抗，Z₂为双节微带线（2-2）和（3-2）的特征阻抗，R₁、R₂为集总电阻。

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