CN103618439A - 一种用于sssc和upqc串联部分的滤波电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种滤波电路，具体涉及一种用于SSSC和UPQC串联部分的滤波电路及其控制方法。所述滤波电路与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧的串联部分连接或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧的串联部分连接；滤波电路包括LC滤波电路，π型滤波电路，LCC或LCCR串并联滤波电路，LCL串并联滤波电路以及C型滤波器。本发明采用RCL串并联谐振方式的滤波电路用于滤去SSSC、UPQC换流器产生电流的高频谐波，并抑制过大的电流变化率，提高装置输出精度，改善装置性能。

Description

一种用于SSSC和UPQC串联部分的滤波电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种滤波电路，具体涉及一种用于SSSC和UPQC串联部分的滤波电路及其控制方法。

背景技术

静止同步串联补偿器SSSC（Static Synchronous Series Compensator）是不含外部电源的静止同步无功补偿设备，串联在输电线路产生与线路电流正交、幅值可控的电压，可以改变线路电压等级和自身投入、退出状态，从而对电网结构和拓扑状态进行调整，一般不改变线路电压等级和基本拓扑结构，只是等效的调整线路阻抗和电压。

统一电能质量控制器UPQC主电路由串联型电压源型换流器和并联电压源型换流器构成。UPQC作为功能强大的电能质量综合补偿装置，其串联侧具有动态电压恢复器DVR、动态不间断电源DUPS功能，并联侧具有静止无功发生器SVG、有源电力滤波器APF功能。它既能吸收负荷侧的谐波，又能快速补偿供电电压中的电压跌落、波动和闪变、各相电压的不平衡以及故障时的短时电压中断，具有对电能质量综合调控的功能。

滤波电路常用于滤去逆变输出电压中的纹波，一般由电抗元件组成，如在负载电阻两端并联电容器C，或与负载串联电感器L，以及由电容，电感组成而成的各种复式滤波电路。整流电路的输出电压不是纯粹的直流，从示波器观察整流电路的输出，与直流相差很大，波形中含有较大的脉动成分，称为纹波。为获得比较理想的直流电压，需要利用具有储能作用的电抗性元件（如电容、电感）组成的滤波电路来滤除输出电压中的高频谐波。

现有传统SSSC、UPQC串联部分电路常采用串接电感的方式，结构简易成本较低，但是往往滤波效果不够理想，输出电流还含有一定的纹波。适当的选择L、C、R组合的滤波电路可以更有效地解决滤波问题。

SSSC的装置对输电系统进行控制的基本原理是向线路注入一个与线路电流相差90度的可控电压，以快速控制线路的有效阻抗，从而进行有效的系统控制。装置输出侧是否含有滤波器对于装置控制性能及造价等至关重要，滤波器主要对逆变器电压跟踪控制环节设计影响最大，因此在加入滤波电路情况下，需要重新考虑控制策略。而UPQC与无源滤波装置的联合运行。单独使用UPQC可以为小容量场合提供有效的解决方案，但是对于大容量的要求，成本压力急剧增大，因此与无源滤波器混合构成混合型电能质量调节器应用于大容量场合成为一种高性价比的方案，串联部分主要用于电能质量问题的治理，并为负荷谐波电流提供一个高阻抗通路以阻止负荷谐波电流流向系统。

由于SSSC与UPQC串联部分在拓扑结构上有相当的相似度，因此二者间的滤波器设计亦基本相通。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明的目的是提供一种用于SSSC和UPQC串联部分的滤波电路，另一目的是提供一种用于SSSC和UPQC串联部分的滤波电路的控制方法，本发明采用RCL串并联谐振方式的滤波电路用于滤去SSSC、UPQC换流器产生电流的高频谐波，并抑制过大的电流变化率，提高装置输出精度，改善装置性能。

本发明的目的是采用下述技术方案实现的：

本发明提供一种用于SSSC和UPQC串联部分的滤波电路，所述滤波电路与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧的串联部分连接或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧的串联部分连接；其改进之处在于，所述滤波电路包括LC滤波电路，π型滤波电路，LCC或LCCR串并联滤波电路，LCL串并联滤波电路以及C型滤波器；

所述滤波电路用于滤去静止同步串联补偿器SSSC或统一电能质量控制器UPQC产生电流的高频谐波，并抑制大的电流变化率，能够提高静止同步串联补偿器SSSC或统一电能质量控制器UPQC装置的输出精度，改善静止同步串联补偿器SSSC或统一电能质量控制器UPQC装置性能。

进一步地，所述LC滤波电路为低通滤波电路，用于高频信号的滤波，由电感L和电容器C组成，所述电感L与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联。

进一步地，所述π型滤波电路由电感L’、电容器C1和电容器C2组成，所述电感L’与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C1和电容器C2均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联。

进一步地，所述LCC或LCCR串并联滤波电路由电感L’’、电容器C3以及CR串联支路组成，所述电感L’’与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C3以及CR串联支路均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；

所述CR串联支路由串联的电容器C4和阻尼电阻R组成。

进一步地，所述LCL串并联滤波电路由L₁R_T串联支路、L₂R_L串联支路以及电容器C5组成；所述L₁R_T串联支路和L₂R_L串联支路均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联；所述电容器C5与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；

所述L₁R_T串联支路由串联的电感L₁和电阻R_T组成；所述L₂R_L串联支路由串联的电感L₂和电阻R_L组成。

进一步地，所述C型滤波器由电感L₃、电感L₄以及电容-谐振模块串联支路组成；所述电感L₃和电感L₄均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联；所述电容-谐振模块串联支路与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；

所述电容-谐振模块串联支路由串联的电容器C6和谐振模块组成；所述谐振模块包括并联的阻尼电阻R’和谐振电路；所述谐振电路由串联的电感L₅和电容器C7组成。

本发明基于另一目的提供的一种用于SSSC和UPQC串联部分滤波电路的控制方法，其改进之处在于，当所述滤波电路为LC滤波电路时，所述LC滤波电路由电感L和电容器C组成，所述电感L与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；

所述方法包括下述步骤：

（1）由于输入电压升高，并联的电容器C开始充电，把输入的部分能量存储在电容器C中；

（2）当输入电压降低时，电容器C两端电压以指数规律放电，把存储的能量释放出来；经过LC滤波电路向负载放电，负载上得到的输出电压平滑，起到平波作用。

进一步地，当所述滤波电路为π型滤波电路时，所述π型滤波电路由电感L’、电容器C1和电容器C2组成，所述电感L’与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C1和电容器C2均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；所述方法包括：

静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧输出的单向脉动性直流电压先经电容器C1滤波，去掉高频谐波成分，然后再加到电感L’和电容器C2滤波电路中；

对于纹波成分，电感L’对纹波感抗大，在电感L’上的交流电压降加大，加到负载上输出的交流成分与LC滤波器输出的交流成分相比较，幅值减小一半；

对基波而言，由于电感L不呈现感抗，等效于通路，同时π型滤波电路中的电感L采用的线径粗，低频基波电阻小，对基波电压上没有电压降，使得输出电压高。

进一步地，当滤波电路为LCC或LCCR串并联滤波电路时，所述LCC或LCCR串并联滤波电路由电感L’’、电容器C3以及CR串联支路组成，所述电感L’’与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C3以及CR串联支路均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；所述CR串联支路由串联的电容器C4和阻尼电阻R组成；所述方法包括：

所述LCC或LCCR串并联滤波电路滤去LC滤波电路遗留下的残余高频率纹波；阻尼电阻R的作用是抑制滤波电感L’’和电容器C4之间出现的串连谐振。

进一步地，当滤波电路为LCL串并联滤波电路时，所述LCL串并联滤波电路由L₁R_T串联支路、L₂R_L串联支路以及电容器C5组成；所述L₁R_T串联支路和L₂R_L串联支路均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联；所述电容器C5与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；所述L₁R_T串联支路由串联的电感L₁和电阻R_T组成；所述L₂R_L串联支路由串联的电感L₂和电阻R_L组成；

所述方法包括：

LCL串并联滤波电路中的电感L2与电容器C5对电感L1电流含有的高频开关纹波进行阻抗分流，电容器C5为高频成分提供低阻通路，减少静止同步串联补偿器SSSC或统一电能质量控制器UPQC产生补偿电流的高频分量；抑制补偿电流的过分波动和浪涌冲击，将开关动作产生的高频电流成分滤除，并有电磁兼容性EMC作用。

进一步地，当滤波电路为C型滤波器时，所述C型滤波器由电感L₃、电感L₄以及电容-谐振模块串联支路组成；所述电感L₃和电感L₄均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联；所述电容-谐振模块串联支路与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；所述电容-谐振模块串联支路由串联的电容器C6和谐振模块组成；所述谐振模块包括并联的阻尼电阻R’和谐振电路；所述谐振电路由串联的电感L₅和电容器C7组成；

所述方法包括：

所述C型滤波器中的电感L₃与电容器C7串联谐振使得开关纹波电流通过谐振支路以减小流过阻尼电阻R’的电流减小损耗；

所述C型滤波器补偿效果，将C型无源滤波器代替单调谐无源环节，利用其在基波频率时表现出高阻抗，在谐波频率时表现为低阻抗来承载大部分基波电压，减小静止同步串联补偿器SSSC和统一电能质量控制器UPQC串联部分的设计容量。

与现有技术比，本发明达到的有益效果是：

1.新型滤波电路可以有效滤除换流器产生电压的高频谐波，同时有效抑制电流变化率。

2.新型滤波电路有效降低了SSSC、UPQC串联部分的补偿电压谐波分量，提高了SSSC、UPQC补偿精度，改善了SSSC、UPQC的动态性能。

3.新型滤波电路还可以用于其他需要串联补偿的装置，具有较强的通用性。

4.改进的LCL滤波电路（C型滤波器）不但有很好的补偿效果，而且将C型无源滤波器代替通常的单调谐无源环节，利用其在基波频率时表现出高阻抗，在谐波频率时表现为低阻抗来承载大部分基波电压，可以最大限度地减小相应SSSC、UPQC串联部分的设计容量，降低了成本，是一种节省投资的技术经济性能较好的补偿装置，具有很大的发展前景。

附图说明

图1是本发明提供的SSSC有滤波器情况下的控制系统框图

图2是本发明提供的LC串并联滤波电路结构示意图；

图3是本发明提供的π型LC滤波电路结构示意图；

图4是本发明提供的LCC(LCCR)串并联滤波电路结构示意图；

图5是本发明提供的LCL串并联滤波电路结构示意图；

图6是本发明提供的改进的LCL滤波电路（C型滤波器）结构示意图；

图7是本发明提供的SSSC单相（含LCL滤波器）拓扑图；

图8是本发明提供的UPQC基本拓扑图；

图9是本发明提供的UPQC串联部分（LCL型滤波电路）结构图；

图10是本发明提供的SSSC电压输出波形（单L滤波电路）图；

图11是本发明提供的SSSC电压输出波形（LC滤波电路）图；

图12是本发明提供的SSSC电压输出波形（π型滤波电路）图；

图13是本发明提供的SSSC电压输出波形（LCC滤波电路）图；

图14是本发明提供的SSSC电压输出波形（LCL滤波电路）图；

图15是本发明提供的SSSC电压输出波形（改进的LCL滤波电路）图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。

由于SSSC、UPQC串联部分的输出阻抗控制是最基本的控制方式。此种控制方式一般为开环控制，考虑到耦合变压器的压降及逆变器输出的误差，加入逆变器跟踪控制环节后，可有效提高控制精度。输出侧是否含有新型滤波器对于装置控制性能及造价等至关重要，滤波器主要对逆变器电压跟踪控制环节设计影响较大。因此，在加入新型滤波电路之前，需先考虑含新型滤波电路SSSC、UPQC串联部分的控制方案。

以SSSC为例，在加入新型滤波器后，SSSC有滤波器情况下的控制系统框，如附图1所示，图中C_f为滤波电容，L_f为滤波电感，I_L为逆变器侧输出电流。对于主回路采用滤波器情况下，控制系统中V_o在整个控制系统中的体现较为直接，其反馈量可不采用低通滤波器。实际应用中，可用耦合变压器的漏抗替代滤波电感。本控制方案对UPQC串联部分含有新型滤波电路的输出阻抗控制同样适用。

本发明提供的滤波电路与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧的串联部分连接或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧的串联部分连接；所述滤波电路包括LC滤波电路，π型滤波电路，LCC或LCCR串并联滤波电路，LCL串并联滤波电路以及C型滤波器。

一、LC串并联滤波电路：

本发明提供的LC串并联滤波电路结构示意图如图2所示，LC滤波器适用于高频信号的滤波，根据电抗性元件对交、直流阻抗的不同，由电容C及电感L所组成的滤波电路的基本形式附图2所示。LC滤波电路由电感L和电容器C组成，所述电感L与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联。

由于感抗随频率增加而增加，而容抗随频率增加而减小，因此，LC低通滤波器的串臂接电感，并臂接电容。并联的电容器C在输入电压升高时，给电容器充电，可把部分能量存储在电容器中。而当输入电压降低时，电容两端电压以指数规律放电，就可以把存储的能量释放出来。经过滤波电路向负载放电，负载上得到的输出电压就比较平滑，起到了平波作用。若采用电感滤波，当输入电压增高时，与负载串联的电感L中的电流增加，因此电感L将存储部分磁场能量，当电流减小时，又将能量释放出来，使负载电流变得平滑。与L滤波器相比，LC滤波器在负载回路了并联了电容C，增加了高频量通路，使输出电流波形更为平滑。本发明提供的SSSC电压输出波形（LC滤波电路）图如图11所示。

二、π型滤波电路：与π型LC滤波电路（附图3）

本发明提供的π型LC滤波电路结构示意图如图3所示，所述π型滤波电路由电感L’、电容器C1和电容器C2组成，所述电感L’与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C1和电容器C2均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联。

对于π型LC滤波电路原理，逆变电路输出的单向脉动性直流电压先经电容C1滤波，去掉大部分高频谐波成分，然后再加到L’和C2滤波电路中。对于纹波成分而言，L’对它的感抗很大，这样在L’上的交流电压降大，加到负载上的交流成分小。对基波而言，由于L’不呈现感抗，相当于通路，同时π型LC滤波电路波电感采用的线径较粗，低频基波电阻很小，这样对基波电压基本上没有电压降，所以输出电压较高。

三、LCC(LCCR)滤波电路（附图4）

本发明提供的LCC(LCCR)串并联滤波电路结构示意图如图4所示，所述LCC或LCCR串并联滤波电路由电感L’’、电容器C3以及CR串联支路组成，所述电感L’’与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C3以及CR串联支路均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；所述CR串联支路由串联的电容器C4和阻尼电阻R组成；

LCC或LCCR串并联滤波电路可以更有效地滤去LC滤波电路后留下的残余的高频率纹波。在补偿期间，会产生长达一个周波时间的高频振荡分量，会影响输出电压的效果，因此需要采取限制措施。

新型滤波器的接线基本上和普通LC滤波一样。阻尼电阻R的作用是抑制滤波电感L’’和滤波电容C4之间可能出现的串连谐振。和常规的LC滤波相比较，该接线方式基本上保持了LC滤波器的二阶滤波特性，同时也阻尼了LC之间的串联谐振，因此其性能优于普通LC滤波器。

四、LCL滤波电路（附图5）

本发明提供的LCL串并联滤波电路结构示意图如图5所示，LCL串并联滤波电路由L₁R_T串联支路、L₂R_L串联支路以及电容器C5组成；所述L₁R_T串联支路和L₂R_L串联支路均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联；所述电容器C5与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；所述L₁R_T串联支路由串联的电感L₁和电阻R_T组成；所述L₂R_L串联支路由串联的电感L₂和电阻R_L组成；其基本原理是L₂与C5对L₁电流含有的高频开关纹波进行阻抗分流，电容C为高频成分提供低阻通路，这样有效地减少了电流（装置的产生的补偿电流）的高频分量。LCL滤波器具有比单电感滤波更好的性能，能兼顾高低频增益和高频端衰减。与L滤波器相比，LCL滤波器增加了滤波电感L₂和滤波电容C5，作为三阶系统，其可以更好得抑制电流的过分波动和浪涌冲击，将开关动作产生的高频电流成分滤除，并有一定的EMC作用。

五、改进的LCL滤波电路（附图6）

本发明提供的改进的LCL滤波电路（C型滤波器）结构示意图如图6所示，由于LCL滤波器存在谐振峰，需要无源阻尼来抑制谐振峰，从而来实现系统稳定。无源阻尼就是在LCL滤波器电感或电容上串联或并联电阻来实现系统的稳定控制。因其方法简单且易于实现，因而得到了广泛应用。但在大功率SSSC和UPQC串联部分中，特别是当功率达到几百千瓦时，阻尼电阻将带来很大损耗，严重影响系统效率。因此，需对原有的LCL滤波电路进行改进。

如附图6所示，

滤波电路通过在阻尼电阻两端并联一个LC谐振电路，即C型滤波器。C型滤波器由电感L₃、电感L₄以及电容-谐振模块串联支路组成；所述电感L₃和电感L₄均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联；所述电容-谐振模块串联支路与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；所述电容-谐振模块串联支路由串联的电容器C6和谐振模块组成；所述谐振模块包括并联的阻尼电阻R’和谐振电路；所述谐振电路由串联的电感L₅和电容器C7组成。

C型滤波器的主要特征是在基波附近电抗器L与电容器C₁串联谐振使得开关纹波电流都通过谐振支路以减小流过阻尼电阻的电流达到减小损耗的目的，谐振条件是公式Z₁＝r+j(X_L-X_c1)中的虚部为零。在工频下电阻器R基本被短接。C型滤波器的基波无功输出Q_f1＝U²/X_c2＝w₁C₂U²,式中U为母线实际电压。同时由于谐振电路的存在可以起到很好的滤波效果，但是存在失谐的风险。

在图6中，C型滤波器的阻抗最小值对应的谐波次数取决于比值C₁/C，而C的值由系统所需的补偿的基波无功功率决定，在条件

的限定下，C₁不承担补偿作用。所以容量的选择充分考虑综合性技术经济指标，不宜太大。C型滤波器的最小阻抗决定于(C₁+C)CR²，当截止频率确定后仅取决于CR的值，实际中常用R来调整最小阻抗值，以满足补偿需要。

此种改进的LCL滤波电路不但有很好的补偿效果，而且将C型无源滤波器代替通常的单调谐无源环节，利用其在基波频率时表现出高阻抗，在谐波频率时表现为低阻抗来承载大部分基波电压，可以最大限度地减小相应SSSC、UPQC串联部分的设计容量，降低了成本，是一种节省投资的技术经济性能较好的补偿装置，具有很大的发展前景。

图7是SSSC装置中单相回路的拓扑图，包含有改进型的LCL滤波器。其中单相回路的逆变侧以单个H桥的模块串联连接，再连接改进型的LCL滤波器输出。

图8是UPQC装置基本拓扑图，其中装置内部包含有串联补偿器和并联补偿器。图9是UPQC装置中的串联补偿器的拓扑图，其中串联变流侧以三相半桥拓扑，再接上改进型的LCL滤波器输出。滤波效果与图7的SSSC装置滤波效果一致。

根据图7的SSSC装置的拓扑回路，进行试验验证滤波效果。

图10至图15是波形的效果图，观察得出如下结论：改进型的LCL滤波器，滤除高频成分的电流能力最佳。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (11)

1.一种用于SSSC和UPQC串联部分的滤波电路，所述滤波电路与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧的串联部分连接或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧的串联部分连接；其特征在于，所述滤波电路包括LC滤波电路，π型滤波电路，LCC或LCCR串并联滤波电路，LCL串并联滤波电路以及C型滤波器；

所述滤波电路用于滤去静止同步串联补偿器SSSC或统一电能质量控制器UPQC产生电流的高频谐波，并抑制大的电流变化率，能够提高静止同步串联补偿器SSSC或统一电能质量控制器UPQC装置的输出精度，改善静止同步串联补偿器SSSC或统一电能质量控制器UPQC装置性能。

2.如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于，所述LC滤波电路为低通滤波电路，用于高频信号的滤波，由电感L和电容器C组成，所述电感L与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联。

3.如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于，所述π型滤波电路由电感L’、电容器C1和电容器C2组成，所述电感L’与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C1和电容器C2均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联。

4.如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于，所述LCC或LCCR串并联滤波电路由电感L’’、电容器C3以及CR串联支路组成，所述电感L’’与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C3以及CR串联支路均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；

所述CR串联支路由串联的电容器C4和阻尼电阻R组成。

5.如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于，所述LCL串并联滤波电路由L₁R_T串联支路、L₂R_L串联支路以及电容器C5组成；所述L₁R_T串联支路和L₂R_L串联支路均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联；所述电容器C5与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；

所述L₁R_T串联支路由串联的电感L₁和电阻R_T组成；所述L₂R_L串联支路由串联的电感L₂和电阻R_L组成。

6.如权利要求1所述的滤波电路，其特征在于，所述C型滤波器由电感L₃、电感L₄以及电容-谐振模块串联支路组成；所述电感L₃和电感L₄均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联；所述电容-谐振模块串联支路与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；

所述电容-谐振模块串联支路由串联的电容器C6和谐振模块组成；所述谐振模块包括并联的阻尼电阻R’和谐振电路；所述谐振电路由串联的电感L₅和电容器C7组成。

7.一种用于SSSC和UPQC串联部分滤波电路的控制方法，其特征在于，当所述滤波电路为LC滤波电路时，所述LC滤波电路由电感L和电容器C组成，所述电感L与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；

所述方法包括下述步骤：

（1）由于输入电压升高，并联的电容器C开始充电，把输入的部分能量存储在电容器C中；

（2）当输入电压降低时，电容器C两端电压以指数规律放电，把存储的能量释放出来；经过LC滤波电路向负载放电，负载上得到的输出电压平滑，起到平波作用。

8.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，当所述滤波电路为π型滤波电路时，所述π型滤波电路由电感L’、电容器C1和电容器C2组成，所述电感L’与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C1和电容器C2均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；所述方法包括：

静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧输出的单向脉动性直流电压先经电容器C1滤波，去掉高频谐波成分，然后再加到电感L’和电容器C2滤波电路中；

对于纹波成分，电感L’对纹波感抗大，在电感L’上的交流电压降加大，加到负载上输出的交流成分与LC滤波器输出的交流成分相比较，幅值减小一半；

对基波而言，由于电感L不呈现感抗，等效于通路，同时π型滤波电路中的电感L采用的线径粗，低频基波电阻小，对基波电压上没有电压降，使得输出电压高。

9.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，当滤波电路为LCC或LCCR串并联滤波电路时，所述LCC或LCCR串并联滤波电路由电感L’’、电容器C3以及CR串联支路组成，所述电感L’’与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联，所述电容器C3以及CR串联支路均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；所述CR串联支路由串联的电容器C4和阻尼电阻R组成；所述方法包括：

所述LCC或LCCR串并联滤波电路滤去LC滤波电路遗留下的残余高频率纹波；阻尼电阻R的作用是抑制滤波电感L’’和电容器C4之间出现的串连谐振。

10.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，当滤波电路为LCL串并联滤波电路时，所述LCL串并联滤波电路由L₁R_T串联支路、L₂R_L串联支路以及电容器C5组成；所述L₁R_T串联支路和L₂R_L串联支路均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联；所述电容器C5与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；所述L₁R_T串联支路由串联的电感L₁和电阻R_T组成；所述L₂R_L串联支路由串联的电感L₂和电阻R_L组成；

所述方法包括：

LCL串并联滤波电路中的电感L2与电容器C5对电感L1电流含有的高频开关纹波进行阻抗分流，电容器C5为高频成分提供低阻通路，减少静止同步串联补偿器SSSC或统一电能质量控制器UPQC产生补偿电流的高频分量；抑制补偿电流的过分波动和浪涌冲击，将开关动作产生的高频电流成分滤除，并有电磁兼容性EMC作用。

11.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，当滤波电路为C型滤波器时，所述C型滤波器由电感L₃、电感L₄以及电容-谐振模块串联支路组成；所述电感L₃和电感L₄均与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧串联；所述电容-谐振模块串联支路与静止同步串联补偿器SSSC的逆变侧或与统一电能质量控制器UPQC的逆变侧并联；所述电容-谐振模块串联支路由串联的电容器C6和谐振模块组成；所述谐振模块包括并联的阻尼电阻R’和谐振电路；所述谐振电路由串联的电感L₅和电容器C7组成；

所述方法包括：

所述C型滤波器中的电感L₃与电容器C7串联谐振使得开关纹波电流通过谐振支路以减小流过阻尼电阻R’的电流减小损耗；

所述C型滤波器补偿效果，将C型无源滤波器代替单调谐无源环节，利用其在基波频率时表现出高阻抗，在谐波频率时表现为低阻抗来承载大部分基波电压，减小静止同步串联补偿器SSSC和统一电能质量控制器UPQC串联部分的设计容量。

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