CN104167738B - 电能质量治理和储能一体化节能装置及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种电能质量治理和储能一体化节能装置及其控制方法,装置包括:至少一条接入多相电路与负载之间的补偿支路,每条所述补偿支路与所述多相电路的一条相线连接,且每条补偿支路包括至少一个H桥单元,每个所述H桥单元包括通过外环进行控制的H桥式电路、第一电容和第二电容,且多个所述H桥式电路的交流侧串联,每个所述H桥式电路的直流侧与所述第一电容并联、第二电容通过直流变流装置与第一电容连接,所述直流变流装置包括并联的连接电阻和开关装置。本发明将储能和电能质量治理的功能在同一个装置中实现,可以进行谐波、无功治理,同时能就地吸收回馈电能,并选择合适时机释放,稳定电网电压、提高了电能的利用率。

Description

电能质量治理和储能一体化节能装置及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力设备相关技术领域,特别是一种电能质量治理和储能一体化节能装置及其控制方法。
背景技术
近年来,在国家节能降耗政策的推动下,大型工矿企业的电气节能已经成为研究的热点。为提高电能的利用率,很多传动装置由原来的直流传动改造成交流传动装置,而较多交流变频传动装置的大量推广后,使得配电网内部的高次谐波增加,出现了一些谐振、变压器过热烧损、设备无法投运等情况。另外,由于交流传动装置具备在电机制动工况下的能量回馈功能,目前,这些回馈的电能送往电网,这种远程回馈使得回馈的电能主要消耗在线路上,再利用率不高。这种情况在矿井供电中尤其明显,因为井下远端供电距离为数十公里,长距离供电、大容量感应电机集中使用和频繁启动、变频器等变流设备的普及应用等原因造成工作面电压波动大、功率因数低,线损大,设备启动困难,影响生产。
(1)电能质量治理的必要性
一方面,用电负荷日趋复杂化和多样化,特别是为了节能及提高电力系统的运行效果,供电部门鼓励用户更换使用更快、更高效的生产设备,比如工业系统中各种变频调速设备正在取代传统的电动机直接驱动方式,由于各种变流器的使用所带来的无功、谐波、闪变和不平衡等稳态电磁骚扰问题已经成为用户关注的焦点。另一方面,随着计算机、微处理器控制的精密电子和电气设备的大量使用,这些设备对供电的可靠性依赖越来越高。因此,对电能质量的治理在当今社会尤为重要,其中谐波、无功治理是电能质量问题中的首要问题。
(2)储能的必要性
储能是电能商品,随着分布式发电的出线,配电网已经不再是单独的用电负荷,也是分布式存在一些小型发电机。储能装置就是充分在配网有发电情况下储能电能,然后在配网用电情况下释放电能,实现配网发电量的就地消费,减少对电网的取电,从而实现配网发电量的最大利用率。在配网中,不仅是光伏等发电装置可以发电,目前交流传动装置在制动工况下也是可以发电的,尤其是升降机在下降时的势能转化为电能的这类装置,发电量较大,而其在上升时所需电能更大,通过储能装置可以减少其在上升工况时所取电能。
(3)无功功率危害及现有治理技术
用电设备大都为感性负荷,除了向电源取有用的有功功率外,还存在大量的无功功率在电源和负载之间交换,导致功率因数降低,造成不良影响。
①引起线路电流增大,使得供配电设备的容量不能充分利用,降低了系统的供电能力;
②电流有效值增大,使得设备和线路的功率损耗和电能损耗急剧增加;
③线路及变压器的电压损失加大,变化加剧,使得负载端的电压质量下降;
④对发电机而言,无功电流增大,使电机的去磁效应增加,端电压降低,使得发电机的出力降低。
无功补偿的装置有电抗和电容组成的滤波器(LC)﹑晶闸管投切电抗器(ThyristorSwitched Capcitor,TSC)﹑晶闸管控制电抗器(Thyristor Controlled Reactor,TCR)﹑磁控电抗器(Magnetism Controlled Reactor,MCR)﹑静止无功发生器(Static VarGenerator,SVG)等,其中SVG是目前无功功率治理领域最先进的方式,其采用全控型开关器件组成自换相逆变器辅助以小容量储能元件构成的无功补偿装置,它是柔性交流输电系统的核心装置和核心技术之一,在电力系统中的主要作用是进行无功补偿、维持连接点的电压的稳定、改善系统的稳态性能和动态性能。与现有的静止无功补偿装置SVC相比具有调节速度快、运行范围宽、吸收无功连续、谐波电流小、损耗低、所用电抗器和电容器容量及安装体积大为降低等优点。在SVG装置中,为了减少谐波、提高容量,经常采用两电平逆变器的多重化技术。但是需要笨重、昂贵、耗能的曲折变压器,这大大增加了系统的体积和成本、能量损耗也随之增加。针对上述问题无变压器连接的高压大功率SVG大量采用了级联H桥多电平结构,也称级联或者链式结构。它由几个电平方波合成阶梯波以逼近正弦输出电压,这种变换器由于输出电压电平数的增加、输出波形具有较好的谐波频谱、且每个开关器件承受的电压应力较小、无需均压电路、可避免大的dv/dt所导致的各种问题。
(4)谐波危害性和现有治理技术
工业的发展使得越来越多的电力电子设备及其非线性负荷在电网中获得应用,这也使得谐波污染问题更加凸显出来。谐波出来会造成电网污染和危害电力系统正常运行外,还会带来大量谐波损坏,浪费能源,并危害各种节电设备。
①谐波会引起电网的附加损耗。一般来说,谐波电流和基波电流相比所占比例不大,但是谐波频率高,导线的集肤效应使得谐波电阻增加很多,因此由谐波产生的损耗也大。
②谐波会引起旋转电机和变压器的附加损耗。谐波对旋转电机和变压器的影响主要是引起附加损耗过热,其次是产生机械振动、造成和谐波过电压,这些都会缩短电机或变压器寿命,严重时还会损坏电机或变压器。
③谐波对电力设备的危害大。谐波存在会对电力设备造成损坏,加速绝缘老化;谐波叠加后的电压峰值会降低其绝缘性能;严重的谐波过流使得设备的损耗增加,发热加剧。
④谐波干扰通讯和继电保护等设备。谐波对计算机、通讯、继电保护、电表等弱点设备进行干扰,影响正常的工作和生活。
谐波抑制的装置有LC﹑有源电力滤波器(Active Power Filter,APF)两种,而LC是无源方式,容易与系统产生谐振,只能补偿固定频率谐波。而APF其原理与SVG类似,也是采用全控型开关器件组成自换相逆变器辅助以小容量储能元件构成,能快速跟踪补偿各次谐波,并一致系统谐振,是目前谐波治理领域最先进的方式。目前主要使用的是变压器多重化方式,或者多个APF直接并联或分布式补偿以实现较大容量的补偿。由于是工作在低压侧,受变压器的影响,对高压侧谐波源补偿的及时性受到影响,对高压侧谐波的补偿效果有限。APF具备无功功率和谐波同时补偿的功能,但由于APF进行谐波补偿,所需的器件的开关频率高,受器件容量的限制,基本无无功功率输出的能力,更难以满足大容量无功补偿的需求。
(5)储能技术
储能系统通过电压源变流器(voltage source converter,VSC)可实现四象限灵活运行。作为微网重要功能单元,储能对于微网功率波动等电能质量的改善、“削峰填谷”和不间断供电具有非常重要的作用。储能系统在稳定工作条件下容量具有一定余量,甚至处于闲置状态。所以可对储能系统实施多目标控制,实现有源滤波及无功补偿等功能提高微电网电能质量。多功能并网逆变器如果能双向工作并且结合储能装置实现一体化,则可实现对储能系统多目标控制。不仅能并网发电,同时还可完成电能质量调节等功能,降低了系统的投资和体积,尤其适用于微电网。
目前储能方式有很多,分为化学能储能和物理储能,化学能的例如超级电容、锂电池等;而物理储能包括飞轮、空气压缩等。
发表于《电网技术》第36卷11期的文献“基于储能装置与静止无功发生器协同控制策略的微电网电压波动抑制方法”提出利用SVG综合解决配电网中无功不足、电压波动和闪变、电流畸变、三相不平衡等电能质量问题;同时并联接入储能装置来配合抑制电压波动问题。
然而,文献“基于储能装置与静止无功发生器协同控制策略的微电网电压波动抑制方法”里介绍的是将储能装置和SVG装置并联运行,通过协同控制实现对电压波动的抑制。重点是讲述两者的协调,而并不是集成两种功能于一体。该方案属于两个独立的装置,虽然可以实现本专利中所说的电能质量治理和储能同时实现,然而并不是一体化技术。因此,这种方式储能装置需要逆变器VSC,同样SVG也需要逆变器VSC,由于这两种装置各自独立,并没有共用任何设备,所以成本较大,器件的利用率低。
发明内容
基于此,有必要针对现有技术未能实现储能和电能质量治理一体化的技术问题,提供一种电能质量治理和储能一体化节能装置及其控制方法。
一种电能质量治理和储能一体化节能装置,包括:至少一条接入多相电路与负载之间的补偿支路,每条所述补偿支路与所述多相电路的一条相线连接,且每条补偿支路包括至少一个H桥单元,每个所述H桥单元包括通过控制装置进行控制的H桥式电路、第一电容和第二电容,且多个所述H桥式电路的交流侧串联,每个所述H桥式电路的直流侧与所述第一电容并联,第二电容通过直流变流装置与第一电容连接,所述直流变流装置包括并联的连接电阻和开关装置。
一种上述的电能质量治理和储能一体化节能装置的控制方法,包括充电控制步骤,具体包括:
步骤81,当检测到所述多相电路出口公共点的有功功率Ps小于零时,初始化执行次数k=0,执行步骤82;
步骤82,合上每个所述H桥单元上的开关装置;
步骤83,计算每个所述H桥式电路的直流侧当前的电压值增加预设步长△U后的电压值,作为每个所述H桥式电路的直流侧的参考电压,计算所有H桥式电路的直流侧的参考电压之和作为充电总直流电压参考值Udc_all_Ref;
步骤84,所有所述H桥式电路的直流侧的当前电压值之和作为当前第k次的充电总直流电压和Udc_all_Fbk
步骤85,对所有所述H桥式电路的直流侧进行双环比例积分控制,修改所有所述H桥式电路的充电时指令电流Idc_all_Ref为:
其中,Kp为充电比例参数,Ki为充电积分参数,Udc_all_Fbi为第i次的充电总直流电压和;
步骤86,根据所述充电时指令电流Idc_all_Ref,对每个所述H桥式电路进行控制,使得各个所述H桥式电路的直流侧的电压均衡;
步骤87,检测所述多相电路出口公共点的有功功率Ps,如果所述有功功率Ps小于零,则将所述执行次数k加一后,执行步骤83,否则,执行步骤88;
步骤88,断开每个所述H桥单元上的开关装置,并调节每个所述H桥单元直流侧的电压至不充电不放电工况下的直流目标电压值。
本发明通过将H桥式电路的直流侧与第一电容和第二电容并联,因此可以通过合适控制直流侧电压实现与外界的电能交换;同时利用级联H桥式电路的交流侧实现无功功率和低次谐波的补偿。本发明将储能和电能质量治理的功能在同一个装置中实现,可以进行谐波、无功治理,同时能就地吸收回馈电能,并选择合适时机释放,稳定电网电压、提高了电能的利用率。
附图说明
图1为本发明的电路结构示意图;
图2为H桥单元的电路示意图;
图3为本发明的充电控制步骤的工作流程图;
图4为本发明的放电控制步骤的工作流程图;
图5为本发明的不间断供电控制步骤的工作流程图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细的说明。
如图1所示为本发明的电路结构示意图。
一种电能质量治理和储能一体化节能装置,包括:至少一条接入多相电路与负载4之间的补偿支路1,每条所述补偿支路1与多相电路的一条相线3连接,且每条补偿支路1包括至少一个H桥单元11,每个所述H桥单元11包括通过控制装置进行控制的H桥式电路111、第一电容和第二电容,且多个所述H桥式电路111的交流侧串联,每个所述H桥式电路111的直流侧与所述第一电容并联、第二电容通过直流变流装置与第一电容连接,所述直流变流装置包括并联的连接电阻和开关装置。
其中,H桥式电路111的控制装置,可以为现有的双环控制中的外环。
如图1所示,其中多相电路为三相完全对称的星型连接的系统,共有三个补偿支路1,每个补偿支路1包括N个H桥单元11,每个所述H桥单元11包括H桥式电路111、第一电容和第二电容,N个H桥式电路111的交流侧串联。
H桥式电路111的直流侧与第一电容和第二电容并联,因此可以通过合适控制直流侧电压实现与外界的电能交换;同时利用级联H桥式电路111的交流侧实现无功功率和低次谐波的补偿,从而提高功率因数。
将第一电容和第二电容并入H桥式电路111的直流侧,有四个好处,其一是能对交流传动负载4回馈的电能进行就地吸收;其二是对第一电容和第二电容储存的电能合适释放可以抑制由于负载冲击有功导致的电压波动问题;其三是有了第一电容和第二电容,减少了从电网所取的峰值有功,减少系统配置容量;其四是可以将H桥单元11作为不间断电源(Uninterruptible Power System/Uninterruptible Power Supply,UPS),在主网停电时给轻负载供电。
同时,采用H桥级联结构,可以直接接入高压系统,响应速度快、占地面积少、设备损耗低,能够满足各种冲击、突变负荷的补偿要求。
如图2的H桥单元的电路示意图所示:
其中,H桥式电路111是由4个绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate BipolarTransistor,IGBT)或者集成门极换流晶闸管(Integrated Gate-Commutated Thyristor,IGCT)等全控器件组成的桥式电路。
在其中一个实施例中,所述直流变流装置1123还包括:线路等效电抗L1和连接电抗L2,所述连接电阻R与所述线路等效电抗L1串联形成第一支路,所述连接电抗L2与所述开关装置串联后形成第二支路,所述第一支路与所述第二支路并联,且所述第一支路与所述第二支路并联的第一连接点与所述第一电容1121的一端连接,所述第一支路与所述第二支路并联的第二连接点与所述第二电容1122的一端连接,所述第一电容1121的另一端与所述第二电容1122的另一端连接。
优选地,开关装置为短接断路器K。
其中,图2中的第一电容1121包括图1中的Ca1、Ca2、Ca3、……、CaN、Cb1、……Cc1,图2中的第二电容1222包括图1中的C2a、……C2b、……、C2c。
在第二电容1122与H桥式电路111之间用连接电阻R、线路等效电抗L1、连接电抗L2和短接断路器K配合控制,省下了传统的直流侧和直流侧能量交换的DC-DC变换器,节省了成本和控制难度。
在其中一个实施例中,所述第一电容1121为直流电容Cdc,所述第二电容1122为超级电容Ccdc。
其工作原理是:
(1)充电工况:当往超级电容Ccdc充电时,H桥单元11上的短接断路器K合上,控制提高直流电容Cdc的电压,给直流电容Ccdc充电;
(2)放电工况:当超级电容Ccdc对外放电时,H桥单元11上的短接断路器K合上,控制降低直流电容Cdc的电压,将直流电容Ccdc电能释放;
(3)不充电不放电工况:H桥单元11上的短接断路器K断开,直流电容Cdc上的电压控制按照正常设计值运行,此时,超级电容Ccdc将通过连接电阻R缓慢给直流电容Cdc充电,但是由于连接电阻R的阻值很大,例如20K欧姆,电能释放速度很慢。
(4)电阻电抗的作用:R、L1为限制在“不充电不放电”工况下的限流作用,减少此工况下,直流电容Cdc和超级电容Ccdc之间的能量交换,L1的作用是抑制不同电位的直流电容Cdc和超级电容Ccdc短接到一起产生的环流。
其中,超级电容器(Supercapacitors,ultracapacitor),又名电化学电容器(Electrochemical Capacitors),双电层电容器(Electrical Doule-Layer Capacitor)、黄金电容、法拉电容。它不同于传统的化学电源,是一种介于传统电容器与电池之间、具有特殊性能的电源,主要依靠双电层和氧化还原假电容电荷储存电能。但在其储能的过程并不发生化学反应,这种储能过程是可逆的,也正因为此超级电容器可以反复充放电数十万次。其基本原理和其它种类的双电层电容器一样,都是利用活性炭多孔电极和电解质组成的双电层结构获得超大的容量。
在其中一个实施例中,如图1所示,还包括至少一条滤波支路2,每个所述滤波支路2与一个所述补偿支路1并联。
并入滤波支路2,可以进一步对谐波进行滤除,同时滤波支路2还可以提供部分容性无功,可以减少H桥单元11的容量。
在其中一个实施例中,所述滤波支路2为高通滤波支路。
可通过合适配置滤波支路2对高次谐波进行治理,以满足变频器应用场合的宽频域的谐波滤除。
在其中一个实施例中,所述滤波支路2包括:滤波电抗21、滤波电阻22和滤波电容23,所述滤波电抗21与所述滤波电阻22并联后与所述滤波电容23串联。
作为一个例子,图1中有三个滤波支路2,滤波电抗21包括La、Lb、Lc,滤波电阻22包括Ra、Rb、Rc,滤波电容23包括Ca、Cb、Cc。其中,Ra、La和Ca构成一个A相滤波支路,通过设置各个参数的匹配确定谐振频率M,从事形成对M频率及以上的谐波是一个低阻抗通道;同理,Rb、Lb和Cb构成一个B相滤波支路,Rc、Lc和Cc构成一个C相滤波支路。
一种如图1所示的电能质量治理和储能一体化节能装置的控制方法,包括充电控制步骤,具体包括:
步骤81,当检测到所述多相电路出口公共点的有功功率Ps小于零时,初始化执行次数k=0,执行步骤82;
步骤82,合上每个所述H桥单元上的开关装置;
步骤83,计算每个所述H桥式电路的直流侧当前的电压值增加预设步长△U后的电压值,作为每个所述H桥式电路的直流侧的参考电压,计算所有H桥式电路的直流侧的参考电压之和作为充电总直流电压参考值Udc_all_Ref;
步骤84,所有所述H桥式电路的直流侧的当前电压值之和作为当前第k次的充电总直流电压和Udc_all_Fbk
步骤85,对所有所述H桥式电路的直流侧进行双环比例积分控制,修改所有所述H桥式电路的充电时指令电流Idc_all_Ref为:
其中,Kp为充电比例参数,Ki为充电积分参数,Udc_all_Fbi为第i次的充电总直流电压和;
步骤86,根据所述充电时指令电流Idc_all_Ref,对每个所述H桥式电路进行控制,使得各个所述H桥式电路的直流侧的电压均衡;
步骤87,检测所述多相电路出口公共点的有功功率Ps,如果所述有功功率Ps小于零,则将所述执行次数k加一后,执行步骤83,否则,执行步骤88;
步骤88,断开每个所述H桥单元上的开关装置,并调节每个所述H桥单元直流侧的电压至不充电不放电工况下的直流目标电压值。
其中,多相电路出口公共点在其中一个例子中为图1中的A点。多相电路出口公共点也可以称为多相电路(例如星型三相电路)的变压器的出口公共点。
其中,对H桥式电路的双环比例积分控制通过与H桥式电路连接的控制外环进行控制。
作为一个例子,第一电容为直流电容Cdc,第二电容为超级电容Ccdc,直流侧电压的充电控制方法如下:
①检测电网中的功率关系,检测图1中A点的功率,当有功功率小于零时,说明有电能回馈电网,初始化执行次数k=0。
②控制所有H桥单元11上的短接断路器K合闸;
③按照一定步长△U增加直流侧的参考电压,见下式(1),式中Uref_normal为H桥单元11工作在不充电不放电工况下的直流目标电压,Udc_all_Ref为充电总直流电压参考值,N为每相补偿支路1中H桥单元11的个数。
Udc_all_Ref=3×N×(Uref_normal+ΔU) (1)
④通过对直流侧的双环比例积分双环比例积分(PI)控制,修改控制每个所述H桥式电路的充电时指令电流Idc_al l_Ref,式中Kp、Ki分别为比例、积分系数,目前的总的直流电压和作为第k次充电总直流电压Udc_all_Fbk,Udc_all_Fbi为第i次的充电总直流电压和。
⑤各个H桥单元11对直流侧电压的控制,根据充电时指令电流,各个H桥单元11对总的有功功率进行分配,调整各个H桥单元11直流侧的直流电压均衡。
⑥检测A点的有功功率Ps,如果有功功率Ps小于零,则将执行次数k加一后,执行步骤③,否则,执行步骤⑦;
⑦断开所有H桥单元11的短接断路器K,并再次调节直流电压至不充电不放电工况,即:
Udc_all_Ref=3×N×(Uref_normal) (3)
充电结束,充电结果是超级电容Ccdc上的电压比直流电容Cdc上的电压要高。
在其中一个实施例中,还包括放电控制步骤,具体包括:
步骤91当检测到所述多相电路出口公共点的有功功率Ps大于零时,且所述多相电路出口公共点的端电压Us小于预设放电电压参考阈值时,初始化执行次数p=0,执行步骤92;
步骤92,合上每个所述H桥单元上的开关装置;
步骤93,根据所述多相电路的负载输入端的有功功率值和此时多相电路电压跌落值,计算得出此时需要所有所述H桥单元释放的总有功功率作为放电待释放功率量;
步骤94,根据每个所述第二电容的容值和在每个所述第二电容上的电压,计算当需要所有所述H桥式电路释放所述放电待释放功率量时,所有所述H桥式电路的直流侧的参考电压之和作为放电总直流电压参考值Udc_all_Ref';
步骤95,所有所述H桥式电路的直流侧的当前电压值之和作为当前第p次的放电总直流电压和Udc_all_Fbp';
步骤96,对所有所述H桥式电路的直流侧进行双环比例积分控制,修改所有所述H桥式电路的放电时指令电流Idc_all_Ref'为:
其中,Kp'为放电比例参数,Ki'为放电积分参数,Udc_all_Fbj'为第j次的放电总直流电压和;
步骤97,根据所述放电时指令电流Idc_all_Ref',对每个所述H桥式电路进行控制,使得各个所述H桥式电路的直流侧的电压均衡;
步骤98,检测所述多相电路出口公共点的有功功率Ps和所述多相电路出口公共点的端电压Us,如果所述多相电路出口公共点的有功功率Ps大于零时,且所述多相电路出口公共点的端电压Us小于预设放电电压参考阈值,则将所述执行次数p加一后,执行步骤93,否则,执行步骤99;
步骤99,断开每个所述H桥单元上的开关装置,并调节每个所述H桥单元直流侧的电压至不充电不放电工况下的直流目标电压值。
其中,多相电路出口公共点即为图1中的A点,多相电路的负载输入端即图1中的B点。
作为一个例子,第一电容为直流电容Cdc,第二电容为超级电容Ccdc,直流侧电压的放电控制步骤分以下几步进行:
①检测到所述多相电路出口公共点的有功功率Ps大于零时,且所述多相电路出口公共点的端电压Us小于预设放电电压参考阈值时,初始化执行次数p=0;
②合上各个H桥单元11的短接断路器K;
③根据检测负载电流IL,即图1中B点的电流,结合A点的电压进行综合判断,即根据负载所取的有功功率值和此时电压跌落情况,计算得出需要所有所述H桥单元释放的总有功功率作为放电待释放功率量Px;
④根据超级电容Ccdc的容值和其电压,根据放电待释放功率量Px,得到所有所述H桥式电路的直流侧的参考电压之和作为放电总直流电压参考值Ux_Ref;
所有所述H桥式电路的直流侧的当前电压值之和作为当前第p次的放电总直流电压和Udc_all_Fbp′;
⑤通过对直流侧的PI控制,修改H桥单元11的控制有功的放电时指令电流Idc_all_Ref',从而实现放电;
其中,Kp'为放电比例参数,Ki'为放电积分参数,Udc_all_Fbj'为第j次的放电总直流电压和;
⑥各个H桥单元11直流侧电压的控制,各个H桥单元11根据所述放电时指令电流Idc_all_Ref'对总的有功功率进行分配,调整各个H桥单元11直流侧的直流电压均衡;
⑦检测A点的有功功率Ps和端电压Us,如果有功功率Ps大于零时,且端电压Us小于预设放电电压参考阈值,则将执行次数p加一后,执行步骤③,否则,执行步骤⑧
⑧断开所有H桥单元11的短接断路器K,并再次调节直流电压至不充电不放电工况,即:Ux_Ref=3×N×(Uref_normal);
放电结束。
在其中一个实施例中,还包括不间断供电步骤,具体包括:
步骤101,检测到所述多相电路出口公共点的端电压Us小于不间断供电电压参考阈值,初始化执行次数m=0,执行步骤102;
步骤102,合上每个所述H桥单元上的开关装置;
步骤103,获取所述多相电路的负载输入端的有功功率值,作为不间断供电待释放有功功率;
步骤104,根据每个所述第二电容的容值和在每个所述第二电容上的电压,计算当需要所有所述H桥式电路释放所述不间断供电待释放有功功率时,所有所述H桥式电路的直流侧的参考电压之和作为不间断供电总直流电压参考值Udc_all_Ref”;
步骤105,所有所述H桥式电路的直流侧的当前电压值之和作为当前第m次的不间断供电总直流电压和Udc_all_Fbm”;
步骤106,对所有所述H桥式电路的直流侧进行双环比例积分控制,修改所有所述H桥式电路的不间断供电指令电流Idc_all_Ref”为:
其中,Kp”为不间断供电比例参数,Ki”为不间断供电积分参数,Udc_all_Fbn”为第n次的不间断供电总直流电压和;
步骤107,根据所述不间断供电指令电流Idc_all_Ref”,对每个所述H桥式电路进行控制,使得各个所述H桥式电路的直流侧的电压均衡;
步骤108,检测所述多相电路出口公共点的端电压Us,如果所述多相电路出口公共点的端电压Us小于不间断供电电压参考阈值,则将所述执行次数m加一后,执行步骤103,否则,执行步骤109;
步骤109,断开每个所述H桥单元上的开关装置,并调节每个所述H桥单元直流侧的电压至不充电不放电工况下的直流目标电压值。
作为一个例子,第一电容为直流电容Cdc,第二电容为超级电容Ccdc,直流侧电压的UPS控制步骤分以下几步进行:
①检测到所述多相电路出口公共点的端电压Us小于不间断供电电压参考阈值,初始化执行次数m=0;
②合上各个H桥单元11的短接断路器K;
③根据检测负载电流IL,即图1中B点的电流,结合A点的电压进行综合判断,即根据负载所取的有功功率值,所述多相电路的负载所取的有功功率值,作为不间断供电待释放有功功率PL;
⑤根据超级电容Ccdc的容值和其电压,根据不间断供电待释放有功功率PL,得到所有所述H桥式电路的直流侧的参考电压之和作为不间断供电总直流电压参考值Ux_Ref';
所有所述H桥式电路11的直流侧的当前电压值之和作为当前第m次的不间断供电总直流电压和Udc_all_Fbm”;
⑤对所有所述H桥式电路11的直流侧进行双环比例积分控制,修改所有所述H桥式电路11的不间断供电指令电流Idc_all_Ref”为:
其中,Kp”为不间断供电比例参数,Ki”为不间断供电积分参数,Udc_all_Fbn”为第n次的不间断供电总直流电压和;
⑥各个H桥单元11直流侧电压的控制,各个H桥单元11根据不间断供电指令电流对总的有功功率进行分配,调整各个H桥单元11直流侧的直流电压均衡;
⑦检测A点的端电压Us,如果端电压Us小于不间断供电电压参考阈值,则将所述执行次数m加一后,执行步骤③,否则,执行步骤⑧
⑧断开所有H桥单元11的短接断路器K,并再次调节直流电压至不充电不放电工况,即:Ux_Ref'=3×N×(Uref_normal);
放电结束。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式,其描述较为具体和详细,但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是,对于本领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明构思的前提下,还可以做出若干变形和改进,这些都属于本发明的保护范围。因此,本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (3)

1.一种电能质量治理和储能一体化节能装置的控制方法,电能质量治理和储能一体化节能装置,包括:至少一条接入多相电路与负载之间的补偿支路,每条所述补偿支路与所述多相电路的一条相线连接,且每条补偿支路包括至少一个H桥单元,每个所述H桥单元包括通过外环进行控制的H桥式电路、第一电容和第二电容,且多个所述H桥式电路的交流侧串联,每个所述H桥式电路的直流侧与所述第一电容并联,第二电容通过直流变流装置与第一电容连接,所述直流变流装置包括并联的连接电阻和开关装置,其特征在于,包括充电控制步骤,具体包括:
步骤(81),当检测到所述多相电路出口公共点的有功功率Ps小于零时,初始化执行次数k=0,执行步骤(82);
步骤(82),合上每个所述H桥单元上的开关装置;
步骤(83),计算每个所述H桥式电路的直流侧当前的电压值增加预设步长△U后的电压值,作为每个所述H桥式电路的直流侧的参考电压,计算所有H桥式电路的直流侧的参考电压之和作为充电总直流电压参考值Udc_all_Ref;
步骤(84),所有所述H桥式电路的直流侧的当前电压值之和作为当前第k次的充电总直流电压和Udc_all_Fbk
步骤(85),对所有所述H桥式电路的直流侧进行双环比例积分控制,修改所有所述H桥式电路的充电时指令电流Idc_all_Ref为:
I d c _ a l l _ Re f = K p × ( U d c _ a l l _ Re f - U d c _ a l l _ Fb k ) + K i × Σ i = 1 k ( U d c _ a l l _ Re f - U d c _ a l l _ Fb i ) ;
其中,Kp为充电比例参数,Ki为充电积分参数,Udc_all_Fbi为第i次的充电总直流电压和;
步骤(86),根据所述充电时指令电流Idc_all_Ref,对每个所述H桥式电路进行控制,使得各个所述H桥式电路的直流侧的电压均衡;
步骤(87),检测所述多相电路出口公共点的有功功率Ps,如果所述有功功率Ps小于零,则将所述执行次数k加一后,执行步骤(83),否则,执行步骤(88);
步骤(88),断开每个所述H桥单元上的开关装置,并调节每个所述H桥单元直流侧的电压至不充电不放电工况下的直流目标电压值。
2.根据权利要求1所述的电能质量治理和储能一体化节能装置的控制方法,其特征在于,还包括放电控制步骤,具体包括:
步骤(91)当检测到所述多相电路出口公共点的有功功率Ps大于零时,且所述多相电路出口公共点的端电压Us小于预设放电电压参考阈值时,初始化执行次数p=0,执行步骤(92);
步骤(92),合上每个所述H桥单元上的开关装置;
步骤(93),根据所述多相电路的负载输入端的有功功率值和此时多相电路电压跌落值,计算得出此时需要所有所述H桥单元释放的总有功功率作为放电待释放功率量;
步骤(94),根据每个所述第二电容的容值和在每个所述第二电容上的电压,计算当需要所有所述H桥式电路释放所述放电待释放功率量时,所有所述H桥式电路的直流侧的参考电压之和作为放电总直流电压参考值Udc_all_Ref';
步骤(95),所有所述H桥式电路的直流侧的当前电压值之和作为当前第p次的放电总直流电压和Udc_all_Fbp';
步骤(96),对所有所述H桥式电路的直流侧进行双环比例积分控制,修改所有所述H桥式电路的放电时指令电流Idc_all_Ref'为:
I d c _ a l l _ Ref ′ = Kp ′ × ( U d c _ a l l _ Ref ′ - U d c _ a l l _ Fb p ′ ) + Ki ′ × Σ j = 1 p ( U d c _ a l l _ Ref ′ - U d c _ a l l _ Fb j ′ ) ;
其中,Kp'为放电比例参数,Ki'为放电积分参数,Udc_all_Fbj'为第j次的放电总直流电压和;
步骤(97),根据所述放电时指令电流Idc_all_Ref',对每个所述H桥式电路进行控制,使得各个所述H桥式电路的直流侧的电压均衡;
步骤(98),检测所述多相电路出口公共点的有功功率Ps和所述多相电路出口公共点的端电压Us,如果所述多相电路出口公共点的有功功率Ps大于零时,且所述多相电路出口公共点的端电压Us小于预设放电电压参考阈值,则将所述执行次数p加一后,执行步骤(93),否则,执行步骤(99);
步骤(99),断开每个所述H桥单元上的开关装置,并调节每个所述H桥单元直流侧的电压至不充电不放电工况下的直流目标电压值。
3.根据权利要求1所述的电能质量治理和储能一体化节能装置的控制方法,其特征在于,还包括不间断供电步骤,具体包括:
步骤(101),检测到所述多相电路出口公共点的端电压Us小于不间断供电电压参考阈值,初始化执行次数m=0,执行步骤(102);
步骤(102),合上每个所述H桥单元上的开关装置;
步骤(103),获取所述多相电路的负载输入端的有功功率值,作为不间断供电待释放有功功率;
步骤(104),根据每个所述第二电容的容值和在每个所述第二电容上的电压,计算当需要所有所述H桥式电路释放所述不间断供电待释放有功功率时,所有所述H桥式电路的直流侧的参考电压之和作为不间断供电总直流电压参考值Udc_all_Ref”;
步骤(105),所有所述H桥式电路的直流侧的当前电压值之和作为当前第m次的不间断供电总直流电压和Udc_all_Fbm”;
步骤(106),对所有所述H桥式电路的直流侧进行双环比例积分控制,修改所有所述H桥式电路的不间断供电指令电流Idc_all_Ref”为:
I d c _ a l l _ Ref ′ ′ = Kp ′ ′ × ( U d c _ a l l _ Ref ′ ′ - U d c _ a l l _ Fb p ′ ′ ) + Ki ′ × Σ n = 1 m ( U d c _ a l l _ Ref ′ ′ - U d c _ a l l _ Fb n ′ ′ ) ;
其中,Kp”为不间断供电比例参数,Ki”为不间断供电积分参数,Udc_all_Fbn”为第n次的不间断供电总直流电压和;
步骤(107),根据所述不间断供电指令电流Idc_all_Ref”,对每个所述H桥式电路进行控制,使得各个所述H桥式电路的直流侧的电压均衡;
步骤(108),检测所述多相电路出口公共点的端电压Us,如果所述多相电路出口公共点的端电压Us小于不间断供电电压参考阈值,则将所述执行次数m加一后,执行步骤(103),否则,执行步骤(109);
步骤(109),断开每个所述H桥单元上的开关装置,并调节每个所述H桥单元直流侧的电压至不充电不放电工况下的直流目标电压值。
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