CN103618328A - 一种移动储能的功率转换系统 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种移动储能的功率转换系统，包括主电路和控制器，所述的主电路的直流母线连接电池组并经开关元件、滤波电容连接至电压源变换器，所述的电压源变换器经网侧滤波器、并网开关连接至电网，所述的滤波电容并联有预充电电路；所述的控制器包括核心控制器，以及与核心控制器连接的网侧ADC模块、直流侧ADC模块、驱动及功率保护电路。通过合理的参数设计，以及连接方式，确保了电池组连接到电网的可靠性，从而保证整个移动储能设备安全、可靠的运行。

Description

一种移动储能的功率转换系统

技术领域

本发明涉及大功率储能设备中连接电网与电池组的功率转换系统。

背景技术

储能功率转换系统PCS是电池储能载体与电网交互的关键部件，通过PCS，储能电池从交流电网中获取能量或向交流电网输出能量，在放电状态下，电池组中的直流电能通过PCS进行能量变换，将直流电能变换为交流电能回馈电网，在充电状态，PCS通过能量变换，将交流电能变换为直流电能，给电池充电。由PCS针对100kw的移动储能电站，因此需要设计出合适的连接方式，并通过合理的控制单元，确保整个移动储能设备的可靠性和稳定性。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是实现一种确保大功率移动储能设备能够安全可靠的连接到电网上的PCS。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案为：一种移动储能的功率转换系统，包括主电路和控制器，所述的主电路的直流母线连接电池组并经开关元件、滤波电容连接至电压源变换器，所述的电压源变换器经网侧滤波器、并网开关连接至电网，所述的滤波电容并联有预充电电路；

所述的控制器包括核心控制器，以及与核心控制器连接的网侧ADC模块、直流侧ADC模块、驱动及功率保护电路，所述的网侧ADC模块连接VSC网侧电流采集单元、PCS网侧的并网开关，以及电网上的电压采集单元，所述的直流侧ADC模块连接直流电容电压采集单元，直流母线电流采集单元。

所述的网侧滤波器为是由两个电感和一个电容构成的LCL滤波器，L为变流器侧电感值取值145-155μH，LS为网侧电感值取值295-305μH，电容取值6.2-6.5μF。

所述的滤波电容 $C_{\mathrm{dc}}\≥\frac{2\×\mathrm{\ΔP}\×t}{{(U_{\mathrm{dc}}+\mathrm{\ΔU})}^2-{U_{\mathrm{dc}}}^2}=2.225\mathrm{mF};$

其中：P为100kW，ΔP为100kWX50%=50kW，t取20个开关周期，开关频率取8kHz。

所述的滤波电容取值2.5mF。

所述的开关元件和并网开关采用IGBT，每个所述的IGBT采用型号为富士2MBI600VN‐120‐50，其耐压值为1200V，最大允许直流电流为600A。

所述的核心控制器经CAN连接系统主监控器。

所述的核心控制器包括FPGA芯片、DSP、电源电路和实时以太网接口。

所述的核心控制器还设有RS232接口，并通过RS232接口连接输入设备。

本发明的优点在于通过合理的参数设计，以及连接方式，确保了电池组连接到电网的可靠性，从而保证整个移动储能设备安全、可靠的运行。

附图说明

下面对本发明说明书中每幅附图表达的内容及图中的标记作简要说明：

图1为PCS系统的主电路拓扑结构；

图2为控制系统模块图；

图3为PCS的简化单相电路模型；

具体实施方式

针对本项目100kW的移动储能电站，采用单级式的结构较为合适，系统结构如图1所示，移动储能的功率转换系统包括主电路和控制器，主电路的直流母线连接电池组并经开关元件、滤波电容连接至电压源变换器（VSC），该电压源变换器经网侧滤波器、并网开关连接至电网，滤波电容并联有预充电电路。PCS直流母线端接入蓄电池，通过改变VSC的调制比m和功角差δ使VSC四象限运行，即可等效为广义阻抗变换器，也可看作改进型STATCOM，提供双向可控的有功、无功，以控制PCC点的电压和频率的稳定。

如图3所示PCS的简化单相电路模型，PCS通过检测交流侧电压的幅值和相位，调节注入系统接入点（PCC点）的电流幅值和相位，从而实现能量在直流侧与交流侧之间的双向流动，也就是能四象限运行，实现储能单元与供电系统间的双向有功、无功功率交换，因而具有网侧功率因数控制、能量双向传输的性能。当PCS从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；当PCS向电网传输电能时，其运行于逆变工作状态。

PCS具有模拟量测量的功能，并且可以通过ADC模块和相关信号处理电路将所测模拟量转化为数字量送入CPU进行计算，从而实现特定功能，具体如下：

（1）直流侧电压

PCS应具有直流侧电压检测电路，该电路能够对直流侧电压进行实时检测。

（2）逆变器输出电流

PCS应具有逆变器输出三相电流检测电路，该电路能够对逆变器输出三相电流的幅值、相位、畸变率进行实时检测。

（3）PCC处三相电压

PCS应具有PCC处三相电压检测电路，该电路能够对PCC处三相电压的幅值、相位、畸变率、不平衡度进行实时检测。

（4）充放电电流

PCS应具有充放电电流检测电路，该电路能够对充放电电流的幅值、相位进行实时检测。

网侧滤波器应采用LCL滤波器，需要设计两个电感的电感值和一个电容的电容值。网测滤波器的主要功能是滤除高次谐波，滤波电感越大，滤波效果越好，但随着电感增大，系统的动态性能会变差，系统造价和体积也会升高。当滤波电容增大时，滤波效果会加强，但是系统谐振频率会减小，如果谐振频率减小到基频，会影响系统的稳定性。并且，增大电容会使LCL滤波器吸收更多的无功。

设计时要满足谐波电流值和总谐波畸变系数（THD）的要求，尤其是对变流器在开关频率处产生的谐波要有很好的滤除效果，通常用谐波衰减比d来衡量非正弦周期量中某特定次谐波的含量，一般要求网侧电流的谐波衰减比限制在0.2以下。在满足上述设计要求的前提下，应尽量减小所使用的电感、电容值，从而节约成本、减小设备体积，另一方面提高系统的动态性能。

LCL滤波器的设计遵循上述设计标准，通常采用下述分布设计法：

（1）确定总电感LT的取值范围：为提高电流的跟踪能力及系统的响应速度，电感LT的值越小越好。但电感的值越大，滤波器的滤波效果会更好。因此，需要综合考虑选择合适的值：

$\frac{U_{\mathrm{dc}}}{4\sqrt{3}{i}_{\mathrm{ripm}}{f}_{\mathrm{sw}}}\≤L_T\≤\frac{\sqrt{\frac{{U_{\mathrm{dc}}}^2}{3}}-E_m^2}{{\mathrm{\ωI}}_{\mathrm{sm}}}$

其中，i_ripm是谐波电流峰值，一般为基波电流峰值的15%，Em为电网相电压峰值；Ism为电网相电流峰值；fsw为整流器的开关频率；ω为电网电压的角频率。

（2）确定电容Cf取值范围：为了避免整流器功率因数的过低，一般滤波电容吸收的基波无功功率不能大于系统额定有功功率的5%：

$C_f<5\%\frac{P_n}{3\&CenterDot;2\mathrm{\&pi;f}\&CenterDot;E^2}$

其中，Pn为额定状态下系统吸收的有功功率；f为电网电压的频率；E为电网相电压的有效值。

（3）根据谐波衰减比d确定滤波器的各参数：令r=LS/L，设定d的取值，滤波电容C_f及电感L_T，判断以下二次方程有无正解：

${\mathrm{dr}}^2+(2d+1-{\mathrm{d\&omega;}}_{\mathrm{sw}}^2{L}_T{C}_f)r+d+1=0$

如果方程没有正解可以改变d、Cf、TL的值，直到方程有正解为止。

其中，L为变流器侧电感值，L_S为网侧电感值。

（4）判断谐振频率是否满足要求，如不满足，返回第三步重新设计。为避免谐振发生在主要谐波频率附近，谐振频率需满足：

10f_n≤f_res≤0.5f_sw

其中， $f_{\mathrm{res}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\sqrt{\frac{(L+L_S)}{{\mathrm{LL}}_S{C}_f}}$

针对本项目100kW的PCS，设计滤波总电感为0.1pu,那么，滤波总电感为：

$L_T=0.1\mathrm{pu}/(\sqrt{3}\&times;\mathrm{\&omega;}\&times;I_{\mathrm{SN}})=0.1\&times;380/(\sqrt{3}\&times;2\mathrm{\&pi;}\&times;50\&times;151.93)=0.46\mathrm{mH}$

设计L和LS的优选值为L=150μH，LS=300μH。

取谐振频率为2kHz,则电容设计为：

$C_f=\frac{L+L_S}{{\mathrm{LL}}_S{\left(2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{res}}\right)}^2}=63.3\mathrm{\&mu;F}$

图3中：e为网侧输入交流电源，即PCC处电压；i为网侧输入电流，即PCC处电流；L为电抗器及线路的电感；R是交流侧等效电阻；u为交流侧电压，即变流器输出电压；Udc为直流侧电压；idc为直流侧电流；Cdc为中间支撑电容（滤波电容）。

滤波电容主要功能是：

(1)稳定并网变流器交流侧与直流侧负载之间的能量交换，且稳定并网变流器直流侧的电压；

(2)抑制直流侧谐波电压。

一般来说，直流侧电容需要考虑两个方面的因素：满足电压环控制的跟随性、满足直流电压抗干扰性。对于直流支撑电容的选取，就电压跟随性而言，电容值应该尽量小，容值越小，电压环调节直流侧电压的速度越快，电压跟随性越好，电压的动态响应好；就抗干扰性而言，电容值应该尽量大，容值越大，直流侧电压的波动越小，其抗干扰性越好。

考虑稳态情况。对于采用三相SVPWM调制并网变流器，在稳定运行情况下，其流过直流侧电容的纹波电流的有效值一般大约为交流相电流有效值的55%，工程上一般允许电容上的纹波电压为中间直流电压额定值的1%，则直流侧电容应该满足下式：

$C_{\mathrm{dc}}\&GreaterEqual;\frac{I_{\mathrm{rms}}}{2\mathrm{\&pi;}\&times;U_{\mathrm{rms}}\&times;f_s}=\frac{0.55I_s}{2\mathrm{\&pi;}\&times;0.01U_{\mathrm{dc}}\&times;f_{\mathrm{sw}}}$

其中，Irms为流过直流支撑电容的纹波电流;

IS为相电流有效值;

Urms为直流支撑电容上的纹波电压;

Udc为中间直流电压额定值;

fsw为并网变流器的开关频率;

考虑变流器负载突然增加的情况。当变流器负载突然增加时，在变流器电压环PI调节器调用时间t内，负载所需要的瞬时能量都由直流支撑电容内存储的能量供给，直到电压调节起作用。为了满足动态响应性能的要求，假设变流器负载突然增加50%，电压环PI调节器调用时间200us，要求中间直流电压最大波动不超过额定电压的3%,即：

$\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{dc}}{(U_{\mathrm{dc}}+\mathrm{\&Delta;U})}^2-\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{dc}}{U}_{\mathrm{dc}}^2\&GreaterEqual;\mathrm{\&Delta;P}\&times;t$

其中：ΔU为允许的中间直流电压的最大波动;

ΔP为负载变化的功率;

t为PI调节器调用时间;

根据上述两公式以及电容的发热情况和寿命，同时考虑一定的裕量选取电容值。

对于本项目，根据上述第一个公式有：

$C_{\mathrm{dc}}\&GreaterEqual;\frac{{0.55I}_s}{2\mathrm{\&pi;}\&times;0.01U_{\mathrm{dc}}\&times;f_{\mathrm{sw}}}=0.3\mathrm{mF}$

根据第二个公式，按照负荷突然变化50%，直流母线波动小于15%，根据前文设计，P为100kW，ΔP为100kWX50%=50kW，t一般取20个开关周期，开关频率取8kHz，那么，计算所得直流侧支撑电容为：

$C_{\mathrm{dc}}\&GreaterEqual;\frac{2\&times;\mathrm{\&Delta;P}\&times;t}{{(U_{\mathrm{dc}}+\mathrm{\&Delta;U})}^2-{U_{\mathrm{dc}}}^2}=2.225\mathrm{mF}$

考虑一定的裕量，选取直流侧支撑电容为2.5mF。

预充电电路与滤波电容并联，的主要功能是启动时减少对输入电容的冲击电流。在PCS启动时，如果没有预充电电路直接闭合主接触器，则电池电压会直接加到滤波电容上，而滤波电容初始电压为0V，根据I=c*du/dt,可以知道电容上产生的瞬时冲击电流将非常大，甚至超过电容器允许的du/dt的限制，会影响电容器的使用寿命。所以通常设计一个预充电电路，通过预充电电阻限流后，再给电容充电，当电容电压接近外部电压时，再将预充电电路断开。因此，预充电电路有限制冲击电流、保护器件的作用。

参见图1、2可知，移动储能PCS的控制系统的核心控制器与网侧ADC模块、直流侧ADC模块、驱动及功率保护电路连接，其主要针对100kW的移动储能电站的控制，移动储能设备采用单级式的结构接入电网。

网侧ADC模块连接VSC网侧电流采集单元、PCS网侧的电流采集单元、以及电网上的电压采集单元。VSC网侧电流采集单元设置在网侧滤波器与VSC（Voltage Source Converter；电压源换流器）输出端之间，用于采集逆变器输出的电流信号；并网开关控制输出电路的通断，并由核心控制器控制；电网上的电压采集单元设置在并网开关与电网PCC点，采集电网的电压信号。

直流侧ADC模块连接直流电容电压采集单元，直流母线电流采集单元，电容电压采集单元设置在电容上，用于采集电容电压，直流母线电流采集单元设置在直流母线上，用于采集直流母线电流；开关为PCS直流侧通断元件，设置在预充电电池与储能设备电池组之间，并由核心控制器控制通断；直流侧电源采集单元设置在预充电电池与VSC直流侧之间，采集PCS直流侧电压信号。

驱动及功率保护电路连接VSC，核心控制器输出驱动信号至驱动及功率保护电路，控制电池组的充放电。核心控制器经CAN连接系统主监控器，系统主监控器为移动储能系统的储能站EMS系统。

参见图2可知，核心控制器包括FPGA芯片、DSP、RS232接口、电源电路和实时以太网接口，RS232接口连接输入设备。DSP主要负责实时运算处理和通讯控制，实时运算处理涉及数字滤波、静止坐标变换、旋转坐标变换、数字PLL算法、PI调节以及SVPWM生成占空比等控制算法的实现，通讯控制涉及与主控、BMS等进行通信。

FPGA将采集的数据上传到DSP中，用于控制算法的处理；DSP执行控制算法，并生成占空比信息下传到FPGA中，与FPGA中的三角载波进行比较输出PWM控制脉冲。FPGA芯片的接入口有模拟信号采样调理电路、开关量光耦输入接口电路、开关量光耦输出接口电路、PWM光纤驱动接口电路以及IPM故障光纤输入接口电路，

一般情况下从变流器出来的信号都属于高电压、大电流的强电信号，其开关量控制和状态信号的电平一般也至少为DC24V，而进入控制器或者从控制器输出的信号一般为弱电信号，因此需要设计变流器到控制器的接口电路，将变流器出来的高电压、大电流信号转换为适合控制器的低电压、小电流信号。在电力电子领域中，强电到弱电的接口电路除了要完成高电压信号到低电压信号的转换功能外，还需要实现电气上的隔离，即强电和弱电实现电气上的彻底隔离，以提高系统的抗干扰能力。模拟信号的隔离一般都采用霍尔传感器、互感器或者线性光耦来实现；开关量信号的隔离一般都采用光耦来实现隔离；PWM信号的隔离可以采用高速光耦隔离，亦可采用光纤隔离。

PCS的控制器通过CPU进行运算来实现各种控制功能，具体如下：

（1）预充电

移动式储能系统到达目的地后初次使用时需要进行预充电，一方面通过主回路的预充电电路向直流侧电容充电，使之达到预定电压值，另一方面对电池组充电，使之满足应用要求。

（2）并网充电控制

在并网状态下，PCS能够实现网侧向储能系统输送所需的能量，充电电流、充电功率可控，且谐波含量控制在额定范围内。

（3）并网放电控制

在并网状态下，PCS能够实现储能系统向网侧输送所需的能量，充电电流、充电功率可控，且谐波含量控制在额定范围内。

（4）网侧功率因数控制

在并网状态下，PCS能够对网侧功率因数进行调节，使储能系统释放或吸收无功功率。

（5）并网转离网

PCS能够使储能系统安全稳定地脱离电网，由并网状态转变为离网状态。

（6）离网转并网

PCS能够使储能系统安全稳定地接入电网，由离网状态转变为并网状态。

开关元件和并网开关采用IGBT，采用富士2MBI600VN‐120‐50型号IGBT。每个IGBT耐压值1200V，最大允许直流电流为600A。IGBT的驱动可选用分立器件或者智能功率模块（IPM,Intelligent Power Module），并通过驱动连接PCS的控制器，若选择分立器件时需要专门设计驱动电路，选择驱动芯片，一般驱动包括一下4个部分：

（1）电源转换部分

电源转换部分将输入的15V电源，经两个开关电源，转换为2路隔离的15V电源，分别供给上下管IGBT使用。

（2）光纤转换部分

光纤转换部分将控制系统送来的光纤脉冲信号，转换为电信号；同时，将驱动电路产生的驱动保护信号，转换为光信号，送至控制系统。

（3）驱动部分

驱动部分提供正向、反向电流，对IGBT门极电容充放电，从而开通、关断IGBT，驱动最大输出电流为20A。开通与关断采用不同阻值，关断电阻大于开通电阻，以减小关断电压脉冲。驱动部分采用CONCEPT公司的专用驱动芯片2SP0115T2Ax-2MBI600VN-120-50。

（4）监视保护部分

一般可以实现电源掉电检测、短路（过流）保护、过压主动钳位保护等。

上面结合附图对本发明进行了示例性描述，显然本发明具体实现并不受上述方式的限制，只要采用了本发明的方法构思和技术方案进行的各种非实质性的改进，或未经改进将本发明的构思和技术方案直接应用于其它场合的，均在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种移动储能的功率转换系统，包括主电路和控制器，其特征在于：所述的主电路的直流母线连接电池组并经开关元件、滤波电容连接至电压源变换器，所述的电压源变换器经网侧滤波器、并网开关连接至电网，所述的滤波电容并联有预充电电路；

所述的控制器包括核心控制器，以及与核心控制器连接的网侧ADC模块、直流侧ADC模块、驱动及功率保护电路，所述的网侧ADC模块连接VSC网侧电流采集单元、PCS网侧的并网开关，以及电网上的电压采集单元，所述的直流侧ADC模块连接直流电容电压采集单元，直流母线电流采集单元。

2.根据权利要求1所述的移动储能的功率转换系统，其特征在于：所述的网侧滤波器为是由两个电感和一个电容构成的LCL滤波器，L为变流器侧电感值取值145-155μH，LS为网侧电感值取值295-305μH，电容取值6.2-6.5μF。

3.根据权利要求1所述的移动储能的功率转换系统，其特征在于：所述的滤波电容 $C_{\mathrm{dc}}\&GreaterEqual;\frac{2\&times;\mathrm{\&Delta;P}\&times;t}{{(U_{\mathrm{dc}}+\mathrm{\&Delta;U})}^2-{U_{\mathrm{dc}}}^2}=2.225\mathrm{mF};$

其中：P为100kW，ΔP为100kWX50%=50kW，t取20个开关周期，开关频率取8kHz。

4.根据权利要求3所述的移动储能的功率转换系统，其特征在于：所述的滤波电容取值2.5mF。

5.根据权利要求1所述的移动储能的功率转换系统，其特征在于：所述的开关元件和并网开关采用IGBT，每个所述的IGBT采用型号为富士2MBI600VN‐120‐50，其耐压值为1200V，最大允许直流电流为600A。

6.根据权利要求1所述的移动储能的功率转换系统，其特征在于：所述的核心控制器经CAN连接系统主监控器。

7.根据权利要求6所述的移动储能的功率转换系统，其特征在于：所述的核心控制器包括FPGA芯片、DSP、电源电路和实时以太网接口。

8.根据权利要求7所述的移动储能的功率转换系统，其特征在于：所述的核心控制器还设有RS232接口，并通过RS232接口连接输入设备。

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