CN103607127A - 一种在闭环控制系统中实现同步对称pwm调制的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法，包括以下步骤：根据变流器输出频率选择不同的调制方式；在高频段，不同基波频率段使用不同的FR；采用锁相环方法将离散给定角度转换为相对连续的给定角度，将三角载波的自变量从时间t改为相角θ_u，且让载波在θ_u=0时位于三角波顶点，从而进行高频段基波与三角载波的同步与对正；将FR的转换限制在相位角θ_uL=0、2π/3、4π/3处，进行高频段FR的无突变平稳切换；通过接通或断开锁相环反馈通道，进行低频段异步调制和高频段同步调制间的平滑过渡。本发明设计合理，将其应用于电压源型两电平或中点钳位三电平逆变器，能在低开关频率下获得较小谐波的同时，使系统具有一定快速响应能力。

Description

一种在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法

技术领域

本发明属于变频技术领域，尤其是一种在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法。

背景技术

目前，两电平及中点钳位三电平逆变器已在交流电动机调速传动及变频电源领域得到广泛应用。在大功率变频装置中，随器件电压升高、功率加大，开关损耗随之加大，为了提高装置输出功率要求，则需要降低PWM的开关频率。以6.5kV600AIGBT为例，若开关频率fs从800Hz降至200Hz，它的最大输出电流有效值大约增加一倍。当开关频率fs降低后，每个输出基波周期(1/f1)中的PWM方波数(频率比FR=fsp/f1，fsp是PWM调制频率，两电平变换器fsp=fs，三电平变换器fsp=2fs，因为三电平变换中的开关器件只在半个基波周期中有开关动作，另半个周期不动作)减少，再采用常规的固定周期(异步调制)三角载波法(TC-PWM)或电压空间矢量法(SV-PWM)产生PWM信号，输出波形中谐波太大，无法正常工作。

要减小谐波，一个常用的措施是采用同步对称的优化PWM策略。同步指每个基波周期中的PWM方波个数FR为整数。对称有三重含义：1/4对称--基波1/4周期中的PWM方波波形左右对称；1/2对称--基波1/2周期中的PWM方波波形正负半周对称；三相对称—三相PWM方波波形相同，但相位互差120°。常规的TC-PWM或SV-PWM周期固定，不随基波周期和相位变化而变化，它们是异步且不对称的PWM。优化PWM是在同步对称基础上进一步减小谐波的调制方法，常用的优化PWM策略有两种：指定谐波消除法(SHE-PWM)和电流谐波最小法(CHM-PWM)。图1给出了在开关频率为200Hz时按常规SV-PWM和按CHM-PWM得到的三电平逆变器电流波形图，从图中看出，在低开关频率时同步对称的优化PWM效果明显。

同步对称的PWM策略通常只适合V/F控制系统，因为它多工作于稳态，不要求输出电压基波频率、幅值和相位突变。对于高性能系统，例如矢量控制系统，它的基波频率、幅值和相位随时都在变化，要想实现同步且对称很困难。现在常用的同步对称优化PWM策略（SHE-PWM和CHM-PWM）都是对应每个不同的调制深度M和1/4基波周期开关次数N事先离线求解开关角值，将其结果存于控制模式表P(M,N)中，工作时调用。V/F控制系统一个基波周期调用一次，没问题，但是，矢量控制系统要求途中随时更换所调用的角度值，将引起PWM波形紊乱，导致过流故障。为解决这问题，德国Holtz教授提出了基于CHM-PWM的轨迹跟踪方法，并成功用于Siemens公司的三电平逆变器，开关频率200Hz，转矩电流响应1.5ms，但其技术方案相当复杂。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种设计合理、谐波小且响应速度快的在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法。

本发明解决现有的技术问题是采取以下技术方案实现的：

一种在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法，包括以下步骤：

步骤1、根据变流器输出频率选择不同的调制方式：在低频段采用异步调制方式，在高频段采用次最优PWM调制方式；

步骤2、在高频段，不同基波频率段使用不同调制频率与基波频率比FR；

步骤3、采用锁相环方法将离散给定角度转换为相对连续的给定角度，将三角载波的自变量从时间t改为相角θ_u，且让载波在θ_u=0时位于三角波顶点，从而进行高频段基波与三角载波的同步与对正；

步骤4、将分段同步调制频率与基波频率比FR的转换限制在相位角θ_uL=0、2π/3、4π/3处，进行高频段FR的无突变平稳切换；

步骤5、通过接通或断开锁相环反馈通道，进行低频段异步调制和高频段同步调制间的平滑过渡。

而且，所述次最优PWM调制是在三相正弦给定电压u_R、u_S、u_T中加入幅值为0.25M的3倍频零序偏置电压u₀；其中，M为调制系数。

而且，所述的3倍频零序偏置电压u₀计算方法为：

u₀＝-[max(u_R,u_S,u_T)+min(u_R,u_S,u_T)]2

或

u₀＝0.25Msin3ωt

式中：max(u_R,u_S,u_T)和min(u_R,u_S,u_T)表示取u_R、u_S、u_T三个量的最大和最小值。

而且，所述调制频率与基波频率比FR取值为9、15、21，相应的PWM信号发生器采用3的奇数整倍数的PWM信号发生器。

而且，所述锁相环由积分调节器、压频变换器V/f和计数器构成，通过相位角闭环，使锁相环输出θ_u.L=θ_u ^*=θ_u，并构成三角载波，其中，θ_u.L是连续变量，θ_u ^*和θ_u分别是电压给定矢量和逆变器输出电压矢量的相位角。

而且，所述三角载波的构成方法为：事先离线计算出FR=9，15和21时0-2π之间各θ_u.L角对应的载波值，工作时不断根据θ_u.L调用载波值去和加入零序电压u₀后的三相参考电压u_rR，u_rS，u_rT进行比较；对于两电平逆变器，比较结果就是PWM信号；对于三电平逆变器，需要在三个加u₀后的三相参考电压u_rR、u_rS、u_rT分别加0.5和减0.5，使每个信号分解成上、下两个分信号，两个分信号分别在PWM1和PWM2中与三角载波u_t比较，输出方波脉冲，最后经逻辑门综合后输出开关器件的驱动信号。

本发明的优点和积极效果是：

本发明设计合理，其根据变流器输出频率选择不同的调制方式：在低频段采用异步调制方式，在高频段采用次最优PWM调制方式，将其应用于电压源型两电平或中点钳位三电平逆变器，能在低开关频率下获得较小谐波的同时，使系统具有一定快速响应能力。

附图说明

图1a是按常规SV-PWM得到的三电平逆变器电流波形图(f₁=33.5Hz，f_s=200Hz)；

图1b按常规CHM-PWM得到的三电平逆变器电流波形图(f₁=33.5Hz，f_s=200Hz)；

图2为R相正弦给定电压u_R，按式1计算的3倍频零序偏置电压u₀及与三角载波比较的R相参考电压u_rR波形图；

图3为R相正弦给定电压u_R，按式2计算的3倍频零序偏置电压u₀及与三角载波比较的R相参考电压u_rR波形图；

图4为电压矢量u及RST坐标系示意图；

图5为锁相环逻辑框图，V/f是电压/频率变换器；

图6为三电平逆变器及三角载波PWM信号发生器框图，图中PWM1和PWM2是两个基于三角载波比较的PWM信号生成环节，&是与逻辑门，≥是或逻辑门，I是非逻辑门；

图7为FR=9的三角载波、与三角载波比较的离散后的相参考电压及逆变器输出相电压波形示意图；

图8为FR=9和15的三角载波示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明实施例做进一步详述。

本发明针对现有技术存在的问题，基于牺牲一点电流响应速度的情况下，找到一种较简单的实现同步对称优化PWM的方法，使得逆变器在低开关频率下获得较小谐波的同时，提高系统系统的快速响应能力。通常的大功率矢量控制逆变器的转矩电流响应时间大约10ms，它己满足各种大型机械的高性能调速要求，过快的响应反而会损坏机械结构，最好能在基本不改变原有矢量控制框架的基础上，通过改变PWM实现方法来解决低开关频率问题。下面对本发明的方法进行详细说明。

一种在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法，包括以下步骤：

步骤1、根据变流器输出频率使用不同的调制方式：在低频段采用异步调制方式，在高频段采用次最优PWM调制方式。

由于现有的两种优化PWM策略：指定谐波消除法(SHE-PWM)和电流谐波最小法(CHM-PWM)，处理方法复杂，无法在线实时计算，很难实现快速响应。本发明在高频段采用近似电流谐波最小的“次最优PWM”(SuboptimalPWM)调制策略，在同步对称基础上进一步减小逆变器输出谐波。

“次最优PWM”(SuboptimalPWM)是在三相正弦给定电压u_R，u_S，u_T中加入幅值为0.25M(M--调制系数)的3倍频零序偏置电压u₀的同步对称三角载波PWM，它是一种近似的电流谐波最小PWM。该调制方式实现容易，可在线计算，容易做到控制系统的采样和离散计算与PWM调制同步，容易在原有矢量控制框架的基础上改造。加入零序偏置电压u₀的另一个好处是可以把最大调制系数M从不加u₀时的1.0增大至1.12，从而使逆变器最大输出电压幅值增加12％。

本发明采用两种3倍频零序偏置电压u₀计算方法：

u₀＝-[max(u_R,u_S,u_T)+min(u_R,u_S,u_T)]2    (1)或

u₀＝0.25Msin3ωt    (2)

式中：max(u_R,u_S,u_T)和min(u_R,u_S,u_T)表示取u_R、u_S、u_T三个量的最大和最小值。按上二式计算得到的与三角载波比较的R相参考电压(u_rR=u_R+u₀)波形见图2和图3。两种方法比较，按式2调制时输出谐波略小，但逆变器最大输出电压幅值比按式1调制约小2％。

虽然常规的三角载波PWM也常引入3倍频零序偏置电压u0，但是幅值是0.167M，它使逆变器最大输出电压幅值增加15％，但不具有抑制谐波的作用。

步骤2、在高频段，不同基波频率段使用不同调制频率与基波频率比FR。

通过对调制频率与基波频率比FR=f_sp/f₁分析可以看出：

若FR≠整数，异步调制，相邻基波中的PWM方波波形不同，导致在基波和特征谐波周围出现大量旁频和非整数次的谐波。

FR=整数时，同步调制，相邻基波中的PWM方波波形相同，沒有非整数次的谐波。但是若FR是偶数整数，则基波正负半周中的PWM方波波形不同(1/2不对称)，导致出现许多较大偶次谐波。

若FR是奇数整数，但不是3的整倍数，在某一相实现1/4对称时，另两相1/4不对称，造成线电压1/4不对称，导致出现几个较大的三倍频谐波。

若FR是3的奇数整倍数，且基波的最大值点与三角载波的顶点对正，则1/4对称、1/2对称及三相对称，波形中只有特征谐波，符合同步对称条件。

因此，本发明按照FR=9，15，21等3的奇数整倍数设计PWM信号发生器。在此基础上，只要输入的三相正弦给定电压基波的最大值点与三角载波的顶点对正，则可1/4对称、1/2对称及三相对称，逆变器输出波形中只有特征谐波(特征谐波指5,7,11,13,…,等次谐波)。

采用同步调制后，每个输出基波中的方波数FR固定，随输出基波频率f₁变化，器件的开关频率f_s也随之按比例变化。为避免开关频率变化范围过大，采用分段同步策略。FR=9，15，21时，三电平逆变器的一种可能的基波频率f₁分段及调制频率f_sp和开关频率f_s变化情况如下表所示：

表中基波频率、调制频率和开关频率的变化范围与现有大功率IGCT逆变器的值相近。

在低频段f₁<20Hz时，每个输出基波中的方波数多，同步调制与异步调制差别小，改用异步调制。

步骤3、采用锁相环方法将离散给定角度转换为相对连续的给定角度，将三角载波的自变量从时间t改为相角θ_u，且让载波在θ_u=0时位于三角波顶点，从而进行高频段基波与三角载波的同步与对正。

在同步对称次最优PWM调制时，由于快速电流调节要求逆变器的输出电压基波频率、幅值和相位随时不断变化，为了在逆变器的输出电压基波频率、幅值和相位随时不断变化时都能实现同步对称(保持FR=9或15或21且基波与三角载波对正)，本发明把三角载波的自变量从常规的时间t改为相位角θ_u.L，且让载波在θ_u.L=0时位于三角波顶点。相位角θ_u.L是锁相环的输出，在锁相过渡过程结束后θ_u.L=θ_u ^*=θ_u(θ_u ^*和θ_u分别是电压给定矢量和逆变器输出电压矢量的相位角)。

逆变器三相正弦输出电压(u_oR，u_oS，u_oT)可以用一个在空间旋转的电压空间矢量u来描述，它的幅值是u，相角(矢量u与R轴的夹角)是θ_u，旋转的角速度是ω_s，见图4，u_oR，u_oS和u_oT是矢量u在RST三相坐标轴上的投影(分量)。

u_oR＝ucosθ_u

u_oS＝ucos(θ_u-2π/3)    (3)

u_oT＝ucos(θ_u+2π/3)

在输出电压基波频率、幅值和相位随时不断变化时，矢量u不断改变其位置、角速度和幅值，但式（3）所示关系不变。把三角载波的自变量从常规的时间t改为相位角θ_u，且让载波在θ_u=0时位于三角波顶点，则无论电压的频率、幅值和相位如何变化，都能实现同步对称。而且，在频率比FR不变时，载波波形固定不变。

PWM信号发生器的输入是电压矢量的幅值和相位角给定值(u^*和θ_u ^*)，经载波调制后逆变器输出电压的θ_u=θ_u ^*。θ_u ^*来自数字控制调节系统的输出，是一个离散量。用θ_u作为自变量构造三角载波，需要它是连续量，为此引入锁相环，如图5所示。锁相环由积分调节器(在实现时也可用PI调节加惯性或斜坡发生器)、压频变换器V/f和计数器构成，通过相位角闭环，使锁相环输出θ_u.L=θ_u ^*=θ_u。θ_u.L是连续变量，用它构造三角载波。在构造三角载波时，不必真的把载波波形产生出来。可以事先离线算出FR=9，15和21时各θ_u.L角(0-2π)对应的载波值，存于控制器中，工作时不断根据θ_u.L调用载波值去和加入零序电压u₀后的三相参考电压(u_rR，u_rS，u_rT)比较。对于两电平逆变器，这比较结果就是PWM信号(开关器件动作指令)，对于三电平逆变器，还要通过简单逻辑电路才能把这比较结果变成PWM信号。

中点钳位三电平逆变器的三角载波PWM信号发生器见图6。它由子系统计算环节、2个基于三角载波比较的PWM信号生成环节和几个逻辑门(或门、与门和非门)组成。在子系统中三个加u₀后的三相参考电压u_rR、u_rS、u_rT分别加0.5和减0.5，使每个信号分解成上、下两个分信号，分别输出给PWM1和PWM2。以R相为例：上信号u_rR1＝2(u_rR+0.5)；下信号u_rR2＝2(u_rR-0.5)。u_rR1和u_rR2分别在PWM1和PWM2中与三角载波u_t比较，输出方波脉冲PR₁和PR₂，然后经逻辑门综合，输出R相4个开关器件的驱动信号GS₁—GS₄。如果u_t<u_rR2，逆变器输出+1；如果u_t>u_rR1，逆变器输出-1；如果u_rR1>u_t>u_rR2，逆变器输出0。

FR=9的三角载波、与三角载波比较的离散后的相参考电压及逆变器输出相电压波形如图7所示，从图中可以看到同步和对称结果。

在交流电机调速矢量控制系统中，频率跟随电机转速变化，不会快速变化，锁相环能在频率变化时仍维持θ_u.L=θ_u ^*。在电机转矩快速变化的动态过程中，电压矢量的相位角给定θ_u ^*也快速变化，由于锁相环中有积分调节器和计数器，完成锁相需要时间，会在短时间内出现θ_u.L≠θ_u ^*情况，载波和基波在这期间没对正，但不影响脉宽调制工作。这时三相电压给定(u_R，u_S，u_T)随之快速变化，尽管载波和基波没对正，和异步调制一样，也能实现逆变器三相实际输出电压(u_oR，u_oS，u_oT)在一个PWM调制周期内的平均值等于给定值，θ_u=θ_u ^*，不影响系统快速性。同步对称和谐波都是对基波周期而言，基波周期内几个调制周期的波形变化谈不上是否同步对称及谐波大小。锁相环的锁相过程是逐步渐近进行的，期间三角载波波形连续，无任何突变，不会给系统带来冲击。

步骤4、将分段同步FR的转换限制在相位角θ_uL=0，2π/3，4π/3处，进行高频段FR的无突变平稳切换。

采用分段同步后，需在基波频率变化到分段值时切换FR值，要求切换过程平稳无突变。

由于FR=9或15或21，它们都是3的奇数整倍数，在相位角θ_u.L=0，2π/3，4π/3时，三种载波的瞬时值相同，都处于三角波的同样顶点，在这时刻切换FR不会带来突变。FR=9和15的三角载波见图8，从图中看到它们在θ_u.L=0和2π/3处载波都处于三角波负顶点，在这时刻二者相互转换，两种载波波形无缝衔接，无任何突变。

假定FR=9和15的切换频率设定为44Hz，逆变器原工作于FR=9频段(f₁>44Hz)，随电机转速降低，f₁逐渐减小，当减至切换点44Hz时，并不马上从FR=9切换至FR=15，而是等到θ_u.L=0或2π/3或4π/3时再实施切换。切换时的f₁会稍偏离44Hz，但由于f₁变化不快，偏差不会大。另一方面，逆变器对开关频率和切换频率并无严格要求。

步骤5、通过接通或断开锁相环反馈通道，进行低频段异步调制和高频段同步调制间的平滑过渡。

在低频段FR很大，同步调制与异步调制差别小，改回用异步调制。低频异步调制时，PWM调制频率固定，三角载波的相位角θ_u.L和基波相位角θ_u.间无任何关系，θ_u.L≠θ_u ^*。当频率f₁升至异步和同步转换频率(例如20Hz)时，如果马上从异步调制转入同步调制，三角载波的频率和相位都要突然改变，将给系统带来大冲击。为避免冲击，人们希望转换过程逐步渐近进行，过渡期间三角载波波形连续无突变。

利用图5所示锁相环可以实现上述平滑过渡要求。异步和同步两种调制用的三角载波构造方法相同，都基于锁相环输出的相位角θ_u.L.。低频异步调制时，锁相环反馈通道断开，不锁相，根据期望的开关频率算出V/f变换器所需之输入电压，将其强制设置到积分器输出。由于V/f变换器输入电压固定不变，所以三角载波周期不变，实现固定调制频率的异步PWM调制，这时θ_u.L与电压基波相位角θ_u ^*无关系。当频率f₁升至转换频率，实施从异步到同步转换时，接通锁相环反馈通道并解除对积分器输出的强制，开始锁相过程，θ_u.L逐步向θ_u ^*靠拢，直至二者相等，完成切换。由于锁相过程逐步渐近进行，过渡期间三角载波波形连续无突变，不会给系统带来大冲击。实施从同步到异步的切换，只需再断开锁相环反馈通道。

数字控制调节系统的特点是采样和离散计算，并希望采样和离散计算与PWM调制同步。同步调制时调制周期随基波频率变化而变化，本发明采用两项措施解决上述问题：通过中断实现采样与PWM调制同步；数字调节系统的计算步长随调制周期变化。

本发明对同步对称优化PWM调制的需求，不仅来自大功率低开关频率变换器，同样来自某些要求输出频率较高的中小功率逆变器。

需要强调的是，本发明所述的实施例是说明性的，而不是限定性的，因此本发明包括并不限于具体实施方式中所述的实施例，凡是由本领域技术人员根据本发明的技术方案得出的其他实施方式，同样属于本发明保护的范围。

Claims (6)

1.一种在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、根据变流器输出频率选择不同的调制方式：在低频段采用异步调制方式，在高频段采用次最优PWM调制方式；

步骤2、在高频段，不同基波频率段使用不同调制频率与基波频率比FR；

步骤3、采用锁相环方法将离散给定角度转换为相对连续的给定角度，将三角载波的自变量从时间t改为相角θ_u，且让载波在θ_u=0时位于三角波顶点，从而进行高频段基波与三角载波的同步与对正；

步骤4、将分段同步调制频率与基波频率比FR的转换限制在相位角θ_uL=0、2π/3、4π/3处，进行高频段FR的无突变平稳切换；

步骤5、通过接通或断开锁相环反馈通道，进行低频段异步调制和高频段同步调制间的平滑过渡。

2.根据权利要求1所述的一种在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法，其特征在于：所述次最优PWM调制是在三相正弦给定电压u_R、u_S、u_T中加入幅值为0.25M的3倍频零序偏置电压u₀；其中，M为调制系数。

3.根据权利要求2所述的一种在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法，其特征在于：所述的3倍频零序偏置电压u₀计算方法为：

u₀＝-[max(u_R,u_S,u_T)+min(u_R,u_S,u_T)]2

或

u₀＝0.25Msin3ωt

式中：max(u_R,u_S,u_T)和min(u_R,u_S,u_T)表示取u_R、u_S、u_T三个量的最大和最小值。

4.根据权利要求1所述的一种在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法，其特征在于：所述调制频率与基波频率比FR取值为9、15、21，相应的PWM信号发生器采用3的奇数整倍数的PWM信号发生器。

5.根据权利要求1所述的一种在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法，其特征在于：所述锁相环由积分调节器、压频变换器V/f和计数器构成，通过相位角闭环，使锁相环输出θ_u.L=θ_u ^*=θ_u，并构成三角载波，其中，θ_u.L是连续变量，θ_u ^*和θ_u分别是电压给定矢量和逆变器输出电压矢量的相位角。

6.根据权利要求5所述的一种在闭环控制系统中实现同步对称PWM调制的方法，其特征在于：所述三角载波的构成方法为：事先离线计算出FR=9，15和21时0-2π之间各θ_u.L角对应的载波值，工作时不断根据θ_u.L调用载波值去和加入零序电压u₀后的三相参考电压u_rR，u_rS，u_rT进行比较；对于两电平逆变器，比较结果就是PWM信号；对于三电平逆变器，需要在三个加u₀后的三相参考电压u_rR、u_rS、u_rT分别加0.5和减0.5，使每个信号分解成上、下两个分信号，两个分信号分别在PWM1和PWM2中与三角载波u_t比较，输出方波脉冲，最后经逻辑门综合后输出开关器件的驱动信号。

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