CN103560872A - 一种基于ofcdm的精确时间测量方法 - Google Patents

一种基于ofcdm的精确时间测量方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于OFCDM的精确时间测量方法。基于OFCDM系统采用二维扩频的特点，利用不同的正交二维码，分别作为通信与精确时间测量使用。导频码信道中基于各子载波的精确相位测量进行时间的精确测量。本方法在获得精确的节点间时间误差的同时，并且不影响时间测量的最大不模糊范围
Figure 2013105663938100004DEST_PATH_IMAGE001
，不影响正常的LPI通信。整个实施过程相对通信信号的解调，只额外涉及部分算法运算，不涉及FFT与求逆、特征分解等复杂运算，因此本发明实现简单、运算量小，通过扩频因子的变化可获得不同的时频分集增益以提高时间同步精度，可适应不同的工作环境，并且实施起来也非常方便，可直接用于分布式相参干扰设备。

Description

一种基于OFCDM的精确时间测量方法
技术领域
本发明涉及精确时间测量领域，涉及一种分布式多节点之间的精确时间同步的方法。
背景技术
分布式相参干扰将干扰信号限定在特定的区域，要求各节点间在低截获（LPI）通信的条件下保持严格时间同步，同步精度通常要求在皮秒(ps)量级（射频频率1GHz时），且载波频率越高要求的同步精度越高。受发射功率、时钟稳定性等约束，实现多个无线连接节点间的高精度时间同步的技术难度大，特别是节点运动、抗截获、抗干扰等因素的限制会进一步加深高精度时间同步的难度。通常采用的分布式网络时钟同步方案有主从方案、分级主从方案、外部参考方案、单端控制方案、外边控制方案、应用于稀疏阵列组网的基于芯片级原子时钟的同源同步方案，但这些同步方案所能提供的时钟同步精度还不能满足实施区域精确电子攻击的要求。
因此，研究在保证LPI通信的条件下，精确、有效的多节点时间同步方法对分布式相参干扰设备的研制和分布式协同通信的应用都非常有价值。
发明内容
本发明为了有效解决分布式相参干扰节点间的同步问题，提供了一种基于OFCDM（正交频分码分复用）技术的精确时间同步方法。本方法在保持节点之间正常通信的同时，实现节点间精确时间的测量，实施起来方便，可直接应用于分布式相参干扰节点之间的同步方案。
本发明的基本思路是：基于OFCDM系统采用二维扩频的特点，利用不同的正交二维码，分别作为通信与精确时间测量使用。采用导频码信道中的时域扩频码作为粗时间测量，并且基于各子载波的精确相位测量进行时间的精确测量。
本发明的技术方案是：一种基于OFCDM的精确时间测量方法，结合图1中的发射原理框图、图2中的接收原理框图，给出实现精确时间测量的具体的方法，具体包括如下步骤：
第一步：发送端，发送通信数据流经过编码、调制，导频数据经过调制后，分别经过                                               
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE002
维的时域扩频与
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE004
维的频域扩频，然后再进行码的复用，最后再采用常规的OFDM的方式调制：经过IFFT变换、插入保护间隔、频率搬移后，发送。
通信数据经调制后，在第
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE006
个子载波、第
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE008
个OFCDM符号内等效基带信号可表示为
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE010
其中
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE012
是第
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE014
个数据码信道待发送的基带数据，是每个子载波的信号功率，
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE018
是矩形脉冲，
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE022
是第
Figure 863093DEST_PATH_IMAGE014
个码信道的二维扩频码，
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE024
为OFCDM符号的周期，
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE026
为第
Figure 730817DEST_PATH_IMAGE006
个子载波对应的基带频率。
发送的导频信号设置为全1，导频信号第
Figure 146886DEST_PATH_IMAGE006
个子载波、第
Figure 836362DEST_PATH_IMAGE008
个OFCDM符号内等效基带信号可表示为：
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE028
其中与
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE032
是导频信道的二维扩频码。
则，长度为
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE034
的一帧等效OFCDM基带信号可表示为：
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE036
其中
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE038
是OFCDM的子载波数。
第二步：接收端，对接收信号进行下变频到基带信号，移除保护间隔，再进行FFT变换到基带，然后利用导频码信道与数据码信道的二维扩频码的正交性，进行二维的时频解扩，获得通信与导频数据。通信码信道经解调、译码后获得原始数据流。导频码信道的数据直接作为精确的时间测量使用。
接收端接收到的第
Figure 451756DEST_PATH_IMAGE006
个子载波、第个OFCDM符号等效基带信号为
Figure 2013105663938100002DEST_PATH_IMAGE040
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE042
是加性高斯白噪声，
Figure 13154DEST_PATH_IMAGE016
是每个子载波的信号功率，
Figure 183236DEST_PATH_IMAGE018
是矩形脉冲，
Figure 328784DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 217105DEST_PATH_IMAGE022
是第
Figure DEST_PATH_IMAGE044
个码信道的二维扩频码，
Figure 340089DEST_PATH_IMAGE030
与
Figure 66475DEST_PATH_IMAGE032
是导频信道的二维扩频码，
Figure 884389DEST_PATH_IMAGE024
为OFCDM符号的周期，为第
Figure 260717DEST_PATH_IMAGE006
个子载波对应的基带频率。
移除保护间隔，进行FFT变换，并对导频信号先进行时域解扩，获得第
Figure 841609DEST_PATH_IMAGE006
个子载波等效基带导频信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE046
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE048
为收发两端本地振荡器的相位差。
第三步：求相邻子载波的相位差，并求精确的时间误差
Figure DEST_PATH_IMAGE050
。
导频信道中第
Figure 20305DEST_PATH_IMAGE006
个子载波与第
Figure DEST_PATH_IMAGE052
个子载波上信号的相位差为
Figure DEST_PATH_IMAGE054
Figure DEST_PATH_IMAGE056
、
Figure DEST_PATH_IMAGE058
为时域解扩后第
Figure 883219DEST_PATH_IMAGE006
个子载波与第
Figure 982893DEST_PATH_IMAGE052
个子载波上的加性高斯白噪声导致的相位误差。
先进行频率解扩，然后利用下式求最终的相位差与时间误差。
相位误差可通过下式求得：
Figure DEST_PATH_IMAGE060
其中，
Figure 947787DEST_PATH_IMAGE004
是频域扩频因子，
Figure DEST_PATH_IMAGE064
是频域被扩频的符号数。
时间误差可通过下式求得：
Figure DEST_PATH_IMAGE066
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE068
为子载波的频率间隔。
本发明的有益效果是：利用OFCDM系统中的导频信号进行精确的节点之间高精度的时间误差测量，在获得精确的节点间时间误差的同时，并且不影响时间测量的最大不模糊范围，不影响正常的LPI通信。此外本发明的整个实施过程相对通信信号的解调，只额外涉及部分算法运算，不涉及FFT与求逆、特征分解等复杂运算，因此本发明实现简单、运算量小，通过扩频因子的变化可获得不同的时频分集增益以提高时间同步精度，可适应不同的工作环境，并且实施起来也非常方便，可直接用于分布式相参干扰设备。
附图说明
图1为本发明所提供的基于OFCDM技术的发射端原理框图；
图2为本发明所提供的基于OFCDM技术的接收端原理框图；
图3为本发明所提供的频域扩频码分配示意图；
图4为子载波数
Figure 468023DEST_PATH_IMAGE038
、频域扩频因子
Figure 755916DEST_PATH_IMAGE004
取固定值时，RMSE随信噪比SNR以及时域扩频因子
Figure 160746DEST_PATH_IMAGE002
的变化曲线；
图5为时域扩频因子
Figure 217695DEST_PATH_IMAGE002
、频域扩频因子取固定值时，RMSE随信噪比SNR以及子载波数的变化曲线；
图6为载波数
Figure 499400DEST_PATH_IMAGE038
、时域扩频因子
Figure 676434DEST_PATH_IMAGE002
取固定值时，RMSE随信噪比SNR以及频域扩频因子
Figure 240271DEST_PATH_IMAGE004
的变化曲线。
具体实施方式
下面结合附图对本发明提供的基于OFCDM的精确时间测量方法进行详细说明。
图1是本发明所提供精确时间测量方法中发送端的原理框图。该图中通信数据流经过编码、调制，导频数据经过调制后，分别经过
Figure 735712DEST_PATH_IMAGE002
维的时域扩频与
Figure 980880DEST_PATH_IMAGE004
维的频域扩频，然后再进行码的复用。最后经过IFFT变换、插入保护间隔、频率搬移后发送。
图2是本发明所提供精确时间测量方法中接收端的原理框图。该图中接收信号下变频到基带后，移除保护间隔，再进行FFT变换到基带，然后分别进行二维的时频解扩，分别获得对应的通信与导频数据。通信码信道经解调、译码后获得原始数据流。导频码信道的数据直接作为精确的时间测量使用，具体测量方法见技术方案，最后输出时间误差信号。
图3是域扩频码分配示意图。该图中对
Figure 174588DEST_PATH_IMAGE038
个子载波所对应的频域扩频码进行分配，每
Figure 219642DEST_PATH_IMAGE064
个子载波公用一个频域扩频码片，
Figure 2921DEST_PATH_IMAGE038
个子载波共使用个频域扩频码片。
图4至图6是利用本发明具体实施方式进行仿真实验的处理结果，每幅图坐标轴的x方向的坐标为无单位量纲，表示的是
Figure DEST_PATH_IMAGE072
的RMSE值；y方向的坐标为信噪比，单位都为dB。由图可以看出理论值与仿真结果吻合度很高。
图4是仿真子载波数
Figure 607657DEST_PATH_IMAGE038
、频域扩频因子
Figure 579155DEST_PATH_IMAGE004
取固定值，分别为256、32，RMSE随信噪比SNR以及时域扩频因子的变化曲线。由图可以看出测量的精度与信噪比成正比，且正比于时域扩频因子
Figure 408144DEST_PATH_IMAGE002
。
图5是时域扩频因子
Figure 920903DEST_PATH_IMAGE002
、频域扩频因子
Figure 379697DEST_PATH_IMAGE004
取固定值，分别为256、8，RMSE随信噪比SNR以及子载波数
Figure 832675DEST_PATH_IMAGE038
的变化曲线。由图可以看出测量的精度与信噪比以及载波数目
Figure 929201DEST_PATH_IMAGE038
成正比。
图6为载波数
Figure 114326DEST_PATH_IMAGE038
、时域扩频因子
Figure 558951DEST_PATH_IMAGE002
取固定值时，分别为256、256，RMSE随信噪比SNR以及频域扩频因子
Figure 487724DEST_PATH_IMAGE004
的变化曲线。由图可以看出测量的精度与信噪比成正比，但与频域扩频因子
Figure 716054DEST_PATH_IMAGE004
成反比。
由图4至图6可以看出理论值与仿真结果吻合度很高，并且时间测量精度与子载波数、时频域扩频因子的长度密切相关。针对不同的信噪比条件下，可通过选择合适的子载波数、时频域扩频因子的长度来提高时间测量精度。

Claims (4)

1.一种基于OFCDM的精确时间测量方法，其特征在于，利用不同的正交二维码，分别作为通信与精确时间测量使用，采用导频码信道中的时域扩频码作为粗时间测量，并且基于各子载波的精确相位测量进行时间的精确测量，具体步骤如下：
第一步：发送端，发送通信数据流经过编码、调制，导频数据经过调制后，分别经过                                                
Figure 763700DEST_PATH_IMAGE001
维的时域扩频与维的频域扩频，然后再进行码的复用，最后再采用常规的OFDM的方式调制：经过IFFT变换、插入保护间隔、频率搬移后，发送；
第二步：接收端，对接收信号进行下变频到基带信号，移除保护间隔，再进行FFT变换到基带，然后利用导频码信道与数据码信道的二维扩频码的正交性，进行二维的时频解扩，获得通信与导频数据，通信码信道经解调、译码后获得原始数据流，导频码信道的数据直接作为精确的时间测量使用；
第三步：求相邻子载波的相位差，并求精确的时间误差
Figure 980104DEST_PATH_IMAGE003
。
2.根据权利要求1所述的一种基于OFCDM的精确时间测量方法，其特征在于，所述第一步，具体过程为：
通信数据经调制后，在第
Figure 355721DEST_PATH_IMAGE004
个子载波、第
Figure 418749DEST_PATH_IMAGE005
个OFCDM符号内等效基带信号可表示为
Figure 501105DEST_PATH_IMAGE006
其中是第
Figure 789053DEST_PATH_IMAGE008
个数据码信道待发送的基带数据，
Figure 452509DEST_PATH_IMAGE009
是每个子载波的信号功率，
Figure 654951DEST_PATH_IMAGE010
是矩形脉冲，
Figure 313203DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 335517DEST_PATH_IMAGE012
是第个码信道的二维扩频码，
Figure 797296DEST_PATH_IMAGE013
为OFCDM符号的周期，
Figure 626449DEST_PATH_IMAGE014
为第
Figure 401639DEST_PATH_IMAGE004
个子载波对应的基带频率；
发送的导频信号设置为全1，导频信号第
Figure 905432DEST_PATH_IMAGE004
个子载波、第个OFCDM符号内等效基带信号可表示为：
Figure 808153DEST_PATH_IMAGE015
其中
Figure 303594DEST_PATH_IMAGE016
与
Figure 611079DEST_PATH_IMAGE017
是导频信道的二维扩频码，
则，长度为
Figure 81768DEST_PATH_IMAGE018
的一帧等效OFCDM基带信号可表示为：
Figure 754189DEST_PATH_IMAGE019
其中
Figure 736926DEST_PATH_IMAGE020
是OFCDM的子载波数。
3.根据权利要求1所述的一种基于OFCDM的精确时间测量方法，其特征在于，所述第二步，具体过程为：
接收端接收到的第个子载波、第
Figure 907718DEST_PATH_IMAGE005
个OFCDM符号等效基带信号为
Figure 813357DEST_PATH_IMAGE021
其中是加性高斯白噪声，
Figure 808044DEST_PATH_IMAGE009
是每个子载波的信号功率，
Figure 315642DEST_PATH_IMAGE010
是矩形脉冲，
Figure 392182DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 83932DEST_PATH_IMAGE012
是第
Figure 474594DEST_PATH_IMAGE023
个码信道的二维扩频码，
Figure 848417DEST_PATH_IMAGE016
与
Figure 33542DEST_PATH_IMAGE017
是导频信道的二维扩频码，
Figure 212588DEST_PATH_IMAGE013
为OFCDM符号的周期，
Figure 141361DEST_PATH_IMAGE014
为第个子载波对应的基带频率；
移除保护间隔，进行FFT变换，并对导频信号先进行时域解扩，获得第个子载波等效基带导频信号为
Figure 209702DEST_PATH_IMAGE024
其中，
Figure 175121DEST_PATH_IMAGE025
为收发两端本地振荡器的相位差。
4.根据权利要求1所述的一种基于OFCDM的精确时间测量方法，其特征在于，所述第三步，具体过程为：
导频信道中第个子载波与第
Figure 38746DEST_PATH_IMAGE026
个子载波上信号的相位差为
Figure 693849DEST_PATH_IMAGE027
Figure 525276DEST_PATH_IMAGE028
、
Figure 215015DEST_PATH_IMAGE029
为时域解扩后第
Figure 414308DEST_PATH_IMAGE004
个子载波与第
Figure 556708DEST_PATH_IMAGE026
个子载波上的加性高斯白噪声导致的相位误差；
先进行频率解扩，然后利用下式求最终的相位差与时间误差；
相位误差可通过下式求得：
Figure 129509DEST_PATH_IMAGE030
其中
Figure 673754DEST_PATH_IMAGE031
，
Figure 604801DEST_PATH_IMAGE002
是频域扩频因子，
Figure 724243DEST_PATH_IMAGE032
是频域被扩频的符号数；
时间误差可通过下式求得：
Figure 602200DEST_PATH_IMAGE033
其中为子载波的频率间隔。
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