CN103546173A - 宽带接收机抗干扰滤波电路与实现方法及宽带接收机 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽带接收机抗干扰滤波电路与实现方法及宽带接收机，抗干扰滤波电路包括第一开关、宽带滤波电路和窄带滤波电路，第一开关用于选择宽带滤波电路或者窄带滤波电路；宽带滤波电路用于实现宽带信号的接收；窄带滤波电路用于实现移频后对干扰信号的抑制。本发明有效解决了现有宽带接收机的抗干扰问题。

Description

宽带接收机抗干扰滤波电路与实现方法及宽带接收机

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种宽带接收机抗干扰滤波电路与实现方法及宽带接收机。

背景技术

随着移动通讯技术的发展，射频器件工艺的进步，基站的接收带宽已经可以设计到60M，甚至更高。由于不同的运营商占用各自的频谱资源，为了节约成本，往往需要共用基站，在这种情况下，对接收机的宽带化的需求就更加强烈。

传统的接收机中频抗混叠电路采用的是声表面滤波器(SAW)，带宽较窄，在宽带接收机的实现过程中，一般采用分立的电容和电感实现滤波器。但是这种滤波器的抑制度较低，为了满足基站整体抗混叠要求，可以通过提高ADC(模拟数字转换器)采样速率，将抗混叠的要求分解到双工器或者射频声表面滤波器实现。现有技术这实现宽带接收的方法如图1所示，提高ADC采样率后，由于混叠信号和有用信号间隔增大，可以通过双工器，射频声表面滤波器，LC(电容电感)滤波器共同实现抗混叠，因此即使LC滤波器抑制度较低也可以满足要求。

但是随着第三代移动通信基站的广泛布局，不同频段之间的相互干扰问题也逐渐体现出来，例如850M频段基站的下行频率为869～894Mhz，而900M基站的上行频率为880～915Mhz(一般分为低频和高频使用，即880～905Mhz和890～915Mhz)，在网络规划中，会尽量避免850M的发射频点直接落到900M基站的接收带内。但是由于两个频段相隔太近，当850M基站的发射频率靠近900M基站接收频段边沿时，双工器无法提供较大的抑制度，导致干扰信号进入中频后仍然较大，中频部分虽然有LC滤波器，但是抑制度较低，也无能为力。现有技术中为了解决这个问题，一般是通过定制窄带的双工器在射频部分进行加强抑制，但是由此带来的成本压力非常大。此外，由于频段众多，不同频段需要定制不同的双工器，从基站生产管理的角度来看，也较为困难。

发明内容

本发明解决的技术问题是提供一种宽带接收机抗干扰滤波电路与实现方法及宽带接收机，能够有效地解决现有宽带接收机的抗干扰问题。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种宽带接收机抗干扰滤波电路，所述抗干扰滤波电路包括第一开关、宽带滤波电路和窄带滤波电路，

所述第一开关用于选择所述宽带滤波电路或者所述窄带滤波电路；

所述宽带滤波电路用于实现宽带信号的接收；

所述窄带滤波电路用于实现移频后对干扰信号的抑制。

进一步地，所述窄带滤波电路包括：声表面滤波器；

所述宽带滤波电路包括：电容电感滤波器。

进一步地，所述窄带滤波电路还包括：放大器和衰减电路。

进一步地，所述宽带滤波电路还包括：陷波电路。

本发明还提供了一种宽带接收机，所述宽带接收机包括如上之任一项所述的抗干扰滤波电路。

进一步地，所述宽带接收机包括混频器和可变增益放大器，所述抗干扰滤波电路还包括第二开关，

所述第一开关在存在干扰信号的情况下，将所述窄带滤波电路连接至所述混频器的输出端；在宽带应用场景下，将所述宽带滤波器电路连接至所述混频器的输出端；

所述第二开关将所述宽带滤波电路和所述窄带滤波电路合路后连接至所述可变增益放大器的输入端，并配合所述第一开关，在存在干扰信号的情况下，将所述窄带滤波电路连接至所述可变增益放大器的输入端，在宽带应用场景下，将所述宽带滤波电路连接至所述可变增益放大器输入端。

此外，本发明还提供了一种宽带接收机抗干扰滤波电路的实现方法，

采用宽带滤波电路、窄带滤波电路和第一开关构成宽带接收机抗混叠滤波器；

在宽带应用场景下，通过第一开关选择所述宽带滤波电路实现宽带信号的接收；

在存在干扰信号场景下，通过第一开关选择所述窄带滤波电路实现移频后对干扰信号的抑制。

进一步地，所述窄带滤波电路包括：声表面滤波器；

所述宽带滤波电路包括：电容电感滤波器。

进一步地，所述方法还包括：

所述第一开关在存在干扰信号的情况下，将所述窄带滤波电路连接至混频器的输出端；

根据干扰信号频点和有用信号频点对混频器的本振信号频率进行调整，将有用信号移频到所述声表面滤波器的左边沿或者右边沿；

根据所述本振频点和所述有用信号频点得出数字控制振荡器偏移量，完成移频后的数字下变频，并调用预先保存的所述窄带滤波电路所对应的接收补偿值进行补偿。

进一步地，所述方法还包括：

预先设置并保存所述窄带滤波电路和所述宽带滤波电路所分别对应的接收补偿值。

进一步地，所述干扰信号在所述有用信号左边时，将所述有用信号移频到所述声表面滤波器的左边沿；

所述干扰信号在所述有用信号右边时，将所述有用信号移频到所述声表面滤波器的右边沿。

进一步地，如果所述宽带接收机设计为低本振，则按照以下方式对所述混频器的本振信号频率进行调整：

所述干扰信号在所述有用信号左边时，将所述混频器的本振信号频率调整为：RF-(IF-BW/2+BW_channel/2)；

所述干扰信号在所述有用信号右边时，将所述混频器的本振信号频率调整为：RF-(IF+BW/2-BW_channel/2)；

如果所述宽带接收机设计为高本振，则按照以下方式对所述混频器的本振信号频率进行调整：

所述干扰信号在所述有用信号左边时，将所述混频器的本振信号频率调整为：RF+(IF-BW/2+BW_channel/2)；

所述干扰信号在所述有用信号右边时，将所述混频器的本振信号频率调整为：RF+(IF+BW/2-BW_channel/2)；

其中，RF为有用信号频点，IF为宽带接收机中频频点，BW为滤波器带宽，BW_channel为信号带宽。

与现有技术相比较，本发明提供的抗干扰滤波电路包含了宽带滤波器和窄带滤波器两种，具体的，宽带滤波器可由分立电容电感实现并可以和陷波电路一起运用；窄带滤波器可由声表滤波器实现，但并不限于这两种实现方式。当接收机运用在宽带场景时，选择宽带滤波器实现宽带信号的接收；当接收机需要抑制外界干扰信号时，选择声表面滤波器实现，并启动移频抗干扰算法，从而实现对干扰信号的抑制。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1示出了现有的宽带接收机使用的LC抗混叠滤波器的示意图；

图2示出了本发明提供的宽带接收机抗干扰滤波电路的组成示意框图；

图3示出了本发明实施例的宽带接收机抗干扰滤波电路的具体结构示意图；

图4示出了本发明实施例的移频算法解决干扰信号示意图；

图5示出了本发明实施例的移频算法的主要操作步骤示意图；

图6示出了本发明实施例的宽带抗干扰接收机工作流程示意图。

具体实施方式

一般接收机的抗混叠滤波器采用声表面滤波器或者分立的电容电感实现。前者的优点是抑制度高，过渡带很陡峭，缺点是插损较大，带宽一般较窄；后者的优点是带宽可以设计的很宽，插损很小，缺点是抑制度较低，过渡带很缓慢。

针对现有技术存在的上述问题，本实施方式提供一种宽带接收机抗混叠滤波器实现方法，包括：

采用宽带滤波电路(可以包含陷波电路)和窄带滤波电路实现抗混叠，利用射频开关可以切换到不同的应用场景。

进一步地，宽带滤波电路可由电容电感滤波器实现；

窄带滤波电路可由声表面滤波器实现，但本发明不限于这两种实现方式。

其中要求声表面滤波器的35db带宽(代表了抑制干扰的程度，可以根据具体要求作出变更)和3db带宽之差小于3M(可以保证干扰信号和有用信号边沿间隔3db以上时，会得到35dbc的抑制度)；

此外，上述实现方法还包括移频干扰抑制方法：根据干扰频点和有用频点的位置，改变混频器本振频点(即锁相环频点)，将有用信号搬移到声表面滤波器的边沿(如果干扰频点在有用信号左边，则将有用信号搬移到声表面滤波器的左边沿，如果干扰频点在有用信号的右边，则将有用信号搬移到声表面滤波器的右边沿)，利用声表面滤波器陡峭的过渡带，抑制干扰信号。

进一步地，上述实现方法还包括：根据外界干扰信号频点，切换抗混叠滤波器到声表面滤波器链路，并启用移频算法，抑制干扰信号。

为了便于阐述本发明，以下将结合附图及具体实施例对本发明技术方案的实施作进一步详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。

如图2所示，本发明提供的抗混叠滤波器主要包括宽带滤波电路和窄带滤波电路，以及开关。

具体的，宽带滤波电路包括宽带滤波器，该宽带滤波器可由分立电容电感实现并可以和陷波电路一起运用，该陷波电路用于过滤干扰频点。

如图3所示，本发明实施例中宽带接收机抗混叠滤波器的具体组成如下：

在射频声表面滤波器(RF SAW)和混频器(MIXER)之后，采用一个单刀双掷开关(SPDT1)进行两种中频抗混叠滤波器选择，分别为：LC滤波器组成的宽带抗混叠滤波器；以及由放大器(AMP)、衰减电路和中频声表面滤波器(IF SAW)组成的窄带抗混叠滤波器(放大器和衰减电路在电路中的位置可以不固定)。两组滤波器经过一个单刀双掷开关(SPDT2)合路后进入可变增益放大器(VGA)，然后进入ADC采样。

其中，加入放大器和衰减电路是由于声表面滤波器的插损较大，而LC滤波器的插损较小，为了调节增益平衡。

当接收机运用在宽带场景时，抗混叠滤波器选择宽带滤波器实现；当接收机需要抑制外界干扰信号时，抗混叠滤波器选择声表面滤波器实现，并启动移频抗干扰算法，从而实现对干扰信号的抑制。

此外，本发明还提供了了一种移频抗干扰算法，根据干扰频点和有用信号所在的位置，通过改变混频器本振频点，将有用信号搬移到声表面滤波器的边沿，从而利用声表面滤波器对干扰信号产生最大的抑制。结合图4所示，当接收机使用的环境存在和接收频率很近的干扰信号时，并已经对接收性能产生了影响，则将接收机的中频抗混叠滤波器选择为由声表面滤波器和放大器组成的一组；并启动移频算法，通过改变混频器的本振信号频率，将有用信号移频到声表面滤波器的最左边(或最右边)。这样，经过声表面滤波器后，将会对干扰信号产生抑制，从而避免后面的ADC过早饱和。一般声表面滤波器在偏离通带边沿3M就会有比较大的抑制度(35dbc)左右。因此，移频后可以在有用信号不受影响的前提下，有效抑制干扰信号。

如图5所示，本发明实施例的移频抗干扰算法的主要操作步骤，包括：根据干扰频点和有用信号计算本振频点偏移量；根据本振频点和射频频点(即有用信号频点)计算NCO(数字控制振荡器)偏移量；设置偏移量完成移频，并调用窄带滤波电路所对应的接收补偿值。

图6所示为本发明实施例的宽带抗干扰接收机的工作流程图。由于不同地区的带宽需求不同，接收机需要根据各运营商的使用场景进行配置。如果是宽带应用场景，则配置接收滤波器为宽带接收模式；如果是窄带运用场景，则配置接收滤波器为声表面滤波器接收模式，在窄带运用场景中，根据网络优化人员配置的干扰频点f2，可以启用移频模式对干扰信号进行抑制，提高接收机的抗干扰能力。

下面以UMTS 900M基站为例，进一步介绍本发明实例提供的移频抗干扰方法具体操作步骤。

900M基站的接收频段为880～915Mhz，宽带滤波器设计带宽为35Mhz，声表面滤波器带宽为20Mhz。当900M基站与850M基站共存时，由于850M基站的下行频段869～894Mhz与900M基站接收频段存在重合部分，会产生干扰。假设此干扰频点f2为875Mhz，接收信号频点RF为882.5Mhz，接收机中频频点IF为140Mhz。由于干扰信号和接收频点相隔很近，双工器抑制度较低，在中频部分干扰信号也在带内，无法进行抑制，干扰信号将会导致基站线性指标和噪声系数恶化，使基站ADC很快饱和，影响正常信号的接收。因此需要将接收滤波器切换到声表面滤波器链路，并启用移频算法解决这个问题，具体步骤如下：

步骤1，根据基站中频计算接收本振频点，使有用信号经过混频器后移频到声表面滤波器的边沿。

其中，如果宽带接收机设计为低本振(本振信号比有用信号低)，则可按照以下方式对混频器的本振信号频率进行调整：

干扰信号在有用信号左边时，将混频器的本振信号频率调整为：RF-(IF-BW/2+BW_channel/2)；

干扰信号在有用信号右边时，将混频器的本振信号频率调整为：RF-(IF+BW/2-BW_channel/2)。

而如果宽带接收机设计为高本振(本振信号比有用信号高)，则可按照以下方式对混频器的本振信号频率进行调整：

干扰信号在有用信号左边时，将混频器的本振信号频率调整为：RF+(IF-BW/2+BW_channel/2)；

干扰信号在有用信号右边时，将混频器的本振信号频率调整为：RF+(IF+BW/2-BW_channel/2)；

其中，RF为有用信号频点，IF为宽带接收机中频频点，BW为滤波器带宽，BW_channel为信号带宽。

本例中，假定宽带接收机设计是低本振，干扰信号在有用信号左边，则需要设置的接收本振频点为RF-(IF-BW/2+BW_channel/2)。具体地，本例中，需要设置接收本振频点为882.5-(140-20/2+5/2)＝750Mhz。

步骤2，本振频点偏移后，需要相应的偏移NCO信号完成移频后的数字下变频才能正确解调。

本例中，由于中频部分偏移的频率为-(BW/2-BW_channel/2)，则NCO应该设置的偏移为(BW/2-BW_channel/2)。

步骤3，计算完成本振和NCO的偏移后，进行配置，并将图3中的SPDT1和SPDT2开关切换到声表面滤波器链路，即可完成对干扰信号的抑制。

步骤4，为了保证切换链路后接收功率检测的准确性，需要调用声表面滤波器链路对应的频率补偿值(基站在生产的过程中需要预先校准窄带滤波电路和宽带滤波电路两条链路的频率接收补偿值，并分别存储在基站存储器中)。

步骤5，链路切换完成之后，基站启用原有的自动增益控制流程，由于经过移频后，干扰信号会被抑制，基站抗干扰能力得到了增强。具体到本实例中，由于干扰信号和有用信号频偏为7.5M，干扰信号距离滤波器边沿为5M，声表面滤波器将会有大于35dbc的抑制度。

以上仅为本发明的优选实施案例而已，并不用于限制本发明，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明做出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

Claims (12)

1.一种宽带接收机抗干扰滤波电路，其特征在于，所述抗干扰滤波电路包括第一开关、宽带滤波电路和窄带滤波电路，

所述第一开关用于选择所述宽带滤波电路或者所述窄带滤波电路；

所述宽带滤波电路用于实现宽带信号的接收；

所述窄带滤波电路用于实现移频后对干扰信号的抑制。

2.如权利要求1所述的抗干扰滤波电路，其特征在于，

所述窄带滤波电路包括：声表面滤波器；

所述宽带滤波电路包括：电容电感滤波器。

3.如权利要求2所述的抗干扰滤波电路，其特征在于，

所述窄带滤波电路还包括：放大器和衰减电路。

4.如权利要求2所述的抗干扰滤波电路，其特征在于，

所述宽带滤波电路还包括：陷波电路。

5.一种宽带接收机，其特征在于，所述宽带接收机包括如权利要求1、2、3或4之任一项所述的抗干扰滤波电路。

6.如权利要求5所述的宽带接收机，其特征在于，所述宽带接收机包括混频器和可变增益放大器，所述抗干扰滤波电路还包括第二开关，

所述第一开关在存在干扰信号的情况下，将所述窄带滤波电路连接至所述混频器的输出端；在宽带应用场景下，将所述宽带滤波器电路连接至所述混频器的输出端；

所述第二开关将所述宽带滤波电路和所述窄带滤波电路合路后连接至所述可变增益放大器的输入端，并配合所述第一开关，在存在干扰信号的情况下，将所述窄带滤波电路连接至所述可变增益放大器的输入端，在宽带应用场景下，将所述宽带滤波电路连接至所述可变增益放大器输入端。

7.一种宽带接收机抗干扰滤波电路的实现方法，其特征在于，

采用宽带滤波电路、窄带滤波电路和第一开关构成宽带接收机抗混叠滤波器；

在宽带应用场景下，通过第一开关选择所述宽带滤波电路实现宽带信号的接收；

在存在干扰信号场景下，通过第一开关选择所述窄带滤波电路实现移频后对干扰信号的抑制。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，

所述窄带滤波电路包括：声表面滤波器；

所述宽带滤波电路包括：电容电感滤波器。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

所述第一开关在存在干扰信号的情况下，将所述窄带滤波电路连接至混频器的输出端；

根据干扰信号频点和有用信号频点对混频器的本振信号频率进行调整，将有用信号移频到所述声表面滤波器的左边沿或者右边沿；

根据所述本振频点和所述有用信号频点得出数字控制振荡器偏移量，完成移频后的数字下变频，并调用预先保存的所述窄带滤波电路所对应的接收补偿值进行补偿。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

预先设置并保存所述窄带滤波电路和所述宽带滤波电路所分别对应的接收补偿值。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，

所述干扰信号在所述有用信号左边时，将所述有用信号移频到所述声表面滤波器的左边沿；

所述干扰信号在所述有用信号右边时，将所述有用信号移频到所述声表面滤波器的右边沿。

12.如权利要求9或11所述的方法，其特征在于，

如果所述宽带接收机设计为低本振，则按照以下方式对所述混频器的本振信号频率进行调整：

所述干扰信号在所述有用信号左边时，将所述混频器的本振信号频率调整为：RF-(IF-BW/2+BW_channel/2)；

所述干扰信号在所述有用信号右边时，将所述混频器的本振信号频率调整为：RF-(IF+BW/2-BW_channel/2)；

如果所述宽带接收机设计为高本振，则按照以下方式对所述混频器的本振信号频率进行调整：

所述干扰信号在所述有用信号左边时，将所述混频器的本振信号频率调整为：RF+(IF-BW/2+BW_channel/2)；

所述干扰信号在所述有用信号右边时，将所述混频器的本振信号频率调整为：RF+(IF+BW/2-BW_channel/2)；

其中，RF为有用信号频点，IF为宽带接收机中频频点，BW为滤波器带宽，BW_channel为信号带宽。

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