CN103534709A

CN103534709A - 用于改进的驱动器电路效率的滤波器以及操作方法

Info

Publication number: CN103534709A
Application number: CN201280020044.XA
Authority: CN
Inventors: 查理·爱德华·惠特利三世; 刘振宁; 斯坦利·斯拉夫科·通茨奇; 悟云·阮; 科迪·B·惠尔兰德
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2011-03-25
Filing date: 2012-03-21
Publication date: 2014-01-22
Anticipated expiration: 2032-03-21
Also published as: EP2689379A1; WO2012134916A1; US10381874B2; JP2014514901A; US20120242284A1; JP6054941B2; CN103534709B

Abstract

本发明提供用于当放大器由可变负载驱动时增加放大器的效率的系统、方法和设备。在一个方面中，提供发射器装置。所述发射器装置包含以某一效率表征的驱动器电路(1124)。所述驱动器电路(1124)电连接到以某一阻抗表征的发射电路(1150)。所述发射器装置进一步包含滤波器电路(1126)，其电连接到所述驱动器电路(1124)且经配置以修改所述阻抗以将所述驱动器电路(1124)的所述效率维持在与所述驱动器电路(1124)的最大效率相差不超过20％的水平。所述阻抗以在由实数第一阻抗值和第二实数阻抗值定义的范围内的复合阻抗值表征。所述第一实数阻抗值与所述第二实数阻抗值的比率为至少2比1。

Description

用于改进的驱动器电路效率的滤波器以及操作方法

技术领域

本发明大体涉及无线供电。更特定来说，本发明针对改进驱动可变负载的发射电路的效率和功率输出。

背景技术

经由可再充电电池对越来越多数目和种类的电子装置供电。此类装置包含移动电话、便携式音乐播放器、膝上型计算机、平板计算机、计算机外围装置、通信装置(例如，蓝牙装置)、数码相机、助听器等。虽然电池技术已改进，但电池供电的电子装置越来越多地需要且消耗较大量的电力。因而，这些装置不断地需要再充电。通常经由有线连接对可再充电装置充电，所述有线连接需要实体上连接到电源的电缆或其它类似连接器。电缆和类似连接器可能有时不方便或笨重且具有其它缺点。能够在自由空间中传送将用于对可再充电电子装置充电的电力的无线充电系统可克服有线充电解决方案的一些缺陷。因而，需要高效且安全地传送电力以对可再充电电子装置充电的无线充电系统和方法。

发明内容

在所附权利要求书的范围内的系统、方法和装置的各个实施方案各自具有若干方面，其任一者均不单独对本文描述的所要属性负责。在不限制权利要求书的范围的情况下，本文描述一些突出特征。

在附图和以下描述中陈述了本说明书中描述的主题的一个或一个以上实施方案的细节。根据所述描述、图式和权利要求书将了解其它特征、方面和优点。注意，以下图式的相对尺寸可能未按比例绘制。

本发明的一个方面提供一种发射器装置。所述发射器装置包含以某一效率表征的驱动器电路。所述驱动器电路电连接到以某一阻抗表征的发射电路。所述发射器装置进一步包含滤波器电路，其电连接到所述驱动器电路且经配置以修改所述阻抗以将所述驱动器电路的所述效率维持在与所述驱动器电路的最大效率相差不超过20％的水平。所述阻抗以复合阻抗值表征。所述复合阻抗值在由第一实数阻抗值和第二实数阻抗值定义的范围内。所述第一实数阻抗值与所述第二实数阻抗值的比率为至少2比1。

本发明的另一方面提供一种用于对发射信号滤波的方法的实施方案。所述方法包含使用以某一效率表征的驱动器电路驱动信号。所述方法进一步包含将所述信号提供到以某一阻抗表征的发射电路。所述方法进一步包含修改所述阻抗以将所述驱动器电路的所述效率维持在与所述驱动器电路的最大效率相差不超过20％的水平。所述阻抗以复合阻抗值表征。所述复合阻抗值在由第一实数阻抗值和第二实数阻抗值定义的范围内。所述第一实数阻抗值与所述第二实数阻抗值的比率为至少2比1。

本发明的又一方面提供一种发射器装置。所述发射器装置包含以某一阻抗表征的用于发射的装置。所述发射器装置进一步包含以某一效率表征的用于驱动的装置。所述用于驱动的装置电连接到所述用于发射的装置。所述发射器装置进一步包含用于滤波的装置，其电连接到所述用于驱动的装置且经配置以修改所述阻抗以将所述用于驱动的装置的所述效率维持在与所述用于驱动的装置的最大效率相差不超过20％的水平。所述阻抗以复合阻抗值表征。所述复合阻抗值在由第一实数阻抗值和第二实数阻抗值定义的范围内。所述第一实数阻抗值与所述第二实数阻抗值的比率为至少2比1。

再一方面提供一种用于设计电力发射器设备的方法的实施方案。所述方法包含选择包含驱动器电路、滤波器电路和阻抗移位元件的元件群组中的至少两个元件的特性。所述方法进一步包含基于所述至少两个元件的所选定特性确定非选定元件的特性，使得驱动器电路在复合阻抗值的范围上在与最大效率相差不超过20％的水平下操作。所述范围由第一实数阻抗值和第二实数阻抗值定义。所述第一实数阻抗值与所述第二阻抗值的比率为至少2比1。

附图说明

图1是根据本发明的示范性实施例的示范性无线电力传送系统的功能框图。

图2是根据本发明的各个示范性实施例的可在图1的无线电力传送系统中使用的示范性组件的功能框图。

图3是根据本发明的示范性实施例的包含发射或接收线圈的图2的发射电路或接收电路的一部分的示意图。

图4是根据本发明的示范性实施例的可在图1的无线电力传送系统中使用的发射器的功能框图。

图5是根据本发明的示范性实施例的可在图1的无线电力传送系统中使用的接收器的功能框图。

图6是根据本发明的各个示范性实施例的如图2中的示范性无线电力传送系统的功能框图，其中发射器可以无线方式将电力提供到多个接收器。

图7是根据本发明的示范性实施例的可在图6的发射器中使用的驱动器电路的示意图。

图8A是展示在无线电力发射器的操作期间可向驱动器电路呈现的阻抗的示范性范围的图。

图8B是展示作为驱动器电路的负载的实数阻抗的函数的图7的驱动器电路的效率和输出功率的图表。

图9是展示作为向驱动器电路呈现的负载阻抗的实数和虚数分量的函数的如图7中的驱动器电路的效率的等值线图表。

图10是展示作为向驱动器电路呈现的负载阻抗的实数和虚数分量的函数的如图7中的驱动器电路的功率输出的等值线图表。

图11是根据本发明的示范性实施例的包含滤波器电路的如图7中的驱动器电路的示意图。

图12是使用如图11所示的示范性滤波器电路的驱动器电路的效率的复合阻抗图表。

图13A、13B和13C是展示根据本发明的示范性实施例的使用三个不同低通滤波器设计的发射电路的阻抗的阻抗变换的复合阻抗图表。

图14是展示在不使用滤波器电路的情况下作为发射电路的实数阻抗的函数的如图11中的驱动器电路的效率和输出功率的图表。

图15是展示在使用滤波器电路时作为发射电路的实数阻抗的函数的如图11中的驱动器电路的效率和输出功率的图表。

图16A、16B、16C和16D是使用四个不同滤波器电路设计时作为负载的实数阻抗的函数的如图11中的驱动器电路的效率和功率输出的负载图表。

图17A和17B是展示由滤波器电路在电阻值范围上针对向滤波器电路呈现的负载的若干不同电抗而执行的示范性阻抗变换的图表。

图18是展示针对特定操作频率、驱动器电路阻抗和滤波器阻抗的作为滤波器截止频率的函数的串联电感的图表。

图19是用于设计十分高效的发射电路的示范性方法的流程图。

图20是用于对发射信号滤波的示范性方法的流程图。

图21是用于设计电力发射器设备的示范性方法的流程图。

图22是根据本发明的示范性实施例的发射器的功能框图。

图式中说明的各个特征可能未按比例绘制。因此，各个特征的尺寸可为清楚起见任意放大或减小。另外，一些图式可能未描绘给定系统、方法或装置的所有组件。最后，贯穿说明书和图式中，相同参考数字可用于表示相同特征。

具体实施方式

下文结合附图陈述的详细描述希望作为本发明的示范性实施例的描述，且不希望表示其中可实践本发明的仅有实施例。贯穿此描述所使用的术语“示范性”意谓“充当实例、例子或说明”，且未必应解释为比其它示范性实施例优选或有利。出于提供对本发明的示范性实施例的透彻理解的目的，所述详细描述包括特定细节。可在没有这些特定细节的情况下实践本发明的示范性实施例。在一些情况下，以框图形式展示众所周知的结构及装置以便避免模糊本文中所呈现的示范性实施例的新颖性。

以无线方式传送电力可指代在不使用物理电导体的情况下将与电场、磁场、电磁场或其它相关联的任何形式的能量从发射器传送到接收器(例如，可经由自由空间传送电力)。输出到无线场(例如，磁场)中的电力可由“接收线圈”接收、俘获或耦合以实现电力传送。

图1是根据本发明的示范性实施例的示范性无线电力传送系统100的功能框图。输入电力102可从电源(未图示)提供到发射器104以产生用于提供能量传送的场106。接收器108可耦合到场106且产生输出电力110以供耦合到输出电力110的装置(未图示)存储或消耗。发射器104与接收器108两者隔开距离112。在一个示范性实施例中，发射器104和接收器108是根据互共振关系配置。当接收器108的共振频率与发射器104的共振频率实质上相同或非常接近时，发射器104与接收器108之间的发射损失最小。因而，与可要求大线圈的要求线圈非常接近(例如，mm)的纯电感解决方案相比，可在较大距离上提供无线电力传送。共振电感耦合技术可因此允许改进在各个距离上且在多种电感线圈配置的情况下的效率和电力传送。

当接收器108位于发射器104产生的能量场106中时，接收器108可接收电力。场106对应于在其中发射器104输出的能量可由接收器106俘获的区。在一些情况下，场106可对应于发射器104的“近场”，如下文将进一步描述。

发射器104可包含用于输出能量发射的发射线圈114。接收器108进一步包含用于接收或俘获来自能量发射的能量的接收线圈118。近场可对应于在其中存在源自发射线圈114中的电流和电荷的强电抗场的区，所述强电抗场最小程度辐射电力离开发射线圈114。在一些情况下，近场可对应于在发射线圈114的约一个波长(或其分数)范围内的区。发射和接收线圈114和118是根据应用和待与之相关联的装置而设定大小。如上文描述，可通过将发射线圈114的场106中的能量的大部分耦合到接收线圈118而非将大部分能量以电磁波传播到远场，来发生高效能量传送。当定位在场106内时，可在发射线圈114与接收线圈118之间形成“耦合模式”。在发射和接收线圈114和118周围的可发生此耦合的区域在本文中被称为耦合模式区。

图2是根据本发明的各个示范性实施例的可在图1的无线电力传送系统100中使用的示范性组件的功能框图。发射器204可包含发射电路206，其可包含振荡器222、驱动器电路224以及滤波器和匹配电路226。振荡器222可经配置以在例如468.75KHz、6.78MHz或13.56MHz等所要频率下产生信号，所述频率可响应于频率控制信号223来调整。振荡器信号可提供到驱动器电路224，驱动器电路224经配置以在例如发射线圈214的共振频率下驱动发射线圈214。驱动器电路224可为经配置以从振荡器222接收方波且输出正弦波的开关放大器。举例来说，驱动器电路224可为E类放大器。还可包含滤波器和匹配电路226以滤出谐波或其它不想要的频率，且将发射器204的阻抗与发射线圈214匹配。滤波器和匹配电路226可经配置以执行多种阻抗调整，而非仅将发射器204的阻抗与发射线圈214匹配。

接收器208可包含接收电路210，接收电路210可包含匹配电路232(或任何其它类型的阻抗调整电路)以及整流器和开关电路234以从AC电力输入产生DC电力输出来为如图2所示的电池236充电，或对耦合到接收器108的装置(未图示)供电。可包含匹配电路232以将接收电路210的阻抗与接收线圈218匹配。接收器208和发射器204可额外在单独通信信道219(例如，蓝牙、zigbee、蜂窝式等)上通信。接收器208和发射器204可替代性地使用无线场206的特性经由带内信令进行通信。

如下文更充分描述，可初始具有可选择性停用的相关联负载(例如，电池236)的接收器208可经配置以确定由发射器204发射以及由接收器208接收的电力量是否适于为电池236充电。此外，接收器208可经配置以在确定电力量适当时启用负载(例如，电池236)。在一些实施例中，接收器208可经配置以直接利用从无线电力传送场接收的电力而不为电池236充电。举例来说，例如近场通信(NFC)或射频识别装置(RFID)等通信装置可经配置以接收来自无线电力传送场的电力且通过与无线电力传送场交互而通信，且/或利用所接收的电力来与发射器204或其它装置通信

图3是根据本发明的示范性实施例的包含发射或接收线圈352的图2的发射电路或接收电路的一部分的示意图。如图3中说明，示范性实施例中所使用的发射电路350可包含线圈352。线圈也可称为或配置为“环形”天线352。线圈352在本文中也可称为或配置为“磁性”天线或电感线圈。术语“线圈”希望指代可以无线方式输出或接收用于耦合到另一“线圈”的能量的组件。线圈也可称为经配置以用无线方式输出或接收电力的类型的“天线”。线圈也可称为经配置以用无线方式发射或接收电力的类型的无线电力传送组件。线圈352可经配置以包含空气芯或例如铁氧体磁芯(未图示)等物理磁芯。空气芯环形线圈可对放置在所述芯附近的外来物理装置更有耐受性。此外，空气芯环形线圈352允许将其它组件放置在芯区域内。另外，空气芯环形可更容易实现将接收线圈218(图2)放置在发射线圈214(图2)的平面内，在该处发射线圈214(图2)的耦合模式区可更强大。

如所述，发射器104与接收器108之间的高效能量传送可在发射器104与接收器108之间有匹配或近似匹配的共振期间发生。然而，即使当发射器104与接收器108之间的共振不匹配时，也可传送能量，只是效率可能受影响。通过将来自发射线圈的场106的能量耦合到驻留在建立此场106的邻近区中的接收线圈，而非将能量从发射线圈传播到自由空间中，发生能量传送。

环形或磁性线圈的共振频率基于电感和电容。电感可简单地为线圈352产生的电感，而电容可添加到线圈的电感以在所要共振频率下产生共振结构。作为非限制性实例，可将电容器354和电容器356添加到发射电路350以产生选择在共振频率下的信号358的共振电路。因此，对于较大直径线圈，维持共振所需的电容的大小可随环形的直径或电感增加而减小。此外，随着线圈的直径增加，近场的高效能量传送区域可增加。使用其它组件形成的其它共振电路也是可能的。作为另一非限制性实例，电容器可并联放置在线圈350的两个端子之间。对于发射线圈，具有实质上对应于线圈352的共振频率的频率的信号358可为到线圈352的输入。

在一个实施例中，发射器104(图1)可经配置以输出具有对应于发射线圈114的共振频率的频率的时变磁场。当接收器在场106内时，时变磁场可在接收线圈118内感应电流。如上文描述，如果接收线圈118经配置以在发射线圈118的频率下共振，那么可高效传送能量。在接收线圈118中感应的AC信号可如上文描述受到整流以产生可被提供以对负载充电或供电的DC信号。

图4是根据本发明的示范性实施例的可在图1的无线电力传送系统中使用的发射器404的功能框图。发射器404可包含发射电路406和发射线圈414。发射线圈414可为如图3所示的线圈352。发射电路406可通过提供振荡信号从而导致在发射线圈414周围产生能量(例如，磁通量)而将RF功率提供到发射线圈414。发射器404可在任何适宜的频率下操作。举例来说，发射器404可在6.78MHz的ISM频带下操作。

发射电路406可包含用于将发射电路406的阻抗(例如，50欧姆)与发射线圈414匹配的固定阻抗匹配电路406，以及经配置以将谐波发射减小到防止对耦合到接收器108(图1)的装置的自干扰的水平的低通滤波器(LPF)408。其它示范性实施例可包含不同滤波器拓扑，包含(但不限于)陷波滤波器，其使特定频率衰减同时使其它频率通过，且可包含自适应阻抗匹配，所述自适应阻抗匹配可基于可测量发射量度(例如，到线圈414的输出功率，或由驱动器电路424汲取的DC电流)而变化。发射电路406进一步包含经配置以驱动如由振荡器422确定的RF信号的驱动器电路424。发射电路406可包括离散装置或电路，或者可包括集成式组合件。来自发射线圈414的示范性RF功率输出可大约为2.5瓦。

发射电路406可进一步包含控制器410，其用于在特定接收器的发射阶段(或工作循环)期间选择性启用振荡器422，用于调整振荡器422的频率或相位，以及用于调整输出功率电平以用于实施用于经由相邻装置所附接的接收器来与相邻装置交互的通信协议。注意，控制器410在本文中也可称为处理器410。对振荡器相位和发射路径中的相关电路的调整可允许减小带外发射，尤其当从一个频率向另一频率过渡时。

发射电路406可进一步包含负载感测电路416，其用于检测在发射线圈414产生的近场附近是否存在作用中的接收器。例如，负载感测电路416监视流到驱动器电路424中的电流，所述电流可受在发射线圈414所产生的场附近是否存在作用中的接收器的影响，如下文将进一步描述。对驱动器电路424上的负载的改变的检测由控制器410监视以用于确定是否启用振荡器422来发射能量以及是否与作用中的接收器通信。如下文更充分描述，在驱动器电路424处测得的电流可用于确定无效装置是否定位在发射器404的无线电力传送区内。

发射线圈414可用李兹线(Litz wire)实施或实施为具有经选定以使电阻性损失保持较低的厚度、宽度和金属类型的天线条带。在一个实施方案中，发射线圈414可通常经配置以与例如桌子、垫子、灯或其它较不便携的配置等较大结构相关联。因此，发射线圈414通常可不需要为了具有实用的尺寸而使用多“匝”。发射线圈414的示范性实施方案可“电学上较小”(即，波长的分数)且通过使用电容器来定义共振频率而经调谐以在较低可用频率下共振。

发射器404可搜集并跟踪关于可与发射器404相关联的接收器装置的所在位置和状态的信息。因此，发射器电路404可包括连接到控制器410(在本文中还称作处理器)的存在检测器480、封闭式检测器460，或其组合。控制器410可响应于来自存在检测器480和封闭式检测器460的存在信号而调整由驱动器电路424递送的电力量。发射器可经由许多电源接收电力，所述电源例如为用以转换存在于建筑物中的常规AC电力的AC-DC转换器(未图示)、用以将常规DC电源转换成适合于发射器404的电压的DC至DC转换器(未图示)，或发射器404可直接从常规DC电源(未图示)接收电力。

作为非限制性实例，存在检测器480可为用于感测插入到发射器404的覆盖区域中的待充电装置的初始存在的运动检测器。在检测之后，发射器404可被接通且可使用由装置接收的RF功率来以预先确定的方式切换Rx装置上的开关，这又导致对发射器404的驱动点阻抗的改变。

作为另一非限制性实例，存在检测器480可为能够例如通过红外检测、运动检测或其它适宜的手段检测人的检测器。在一些示范性实施例中，可存在限制发射线圈414可在特定频率下发射的功率量的法规。在一些情况下，这些法规意在保护人类免受电磁辐射影响。然而，可存在发射线圈414放置在未被人占用或很少被人占用的区域(例如，车库、车间、商店等)中的环境。如果这些环境中没有人，那么可允许将发射线圈414的功率输出增加到高于正常功率限制法规。换句话说，控制器410可响应于人类存在而将发射线圈414的功率输出调整到法规水平或更低，且当人与发射线圈414的电磁场的距离超出法规距离时将发射线圈414的功率输出调整到高于法规水平的水平。

作为非限制性实例，封闭式检测器460(在本文中也可称为封闭隔区检测器或封闭空间检测器)可为例如用于确定何时外罩处于闭合或打开状态的感测开关的装置。当发射器在处于封闭状态的外罩中时，可增加发射器的功率水平。

在示范性实施例中，可使用使发射器404不会无限期保持开启的方法。在此情况下，发射器404可经编程以在用户确定的时间量后关闭。此特征防止发射器404(尤其驱动器电路424)在其周界内的无线装置完全充电之后长时间运行。此事件可能是归因于电路未能检测到从中继器或接收线圈发送的指示装置已完全充电的信号。为了防止发射器404在另一装置放置于其周界内时自动关闭，可仅在在一段经设定的时期内未在其周界内检测到运动的情况下启动发射器404自动关闭特征。用户可能够确定所述不活动时间间隔，且在需要时改变所述不活动时间间隔。作为非限制性实例，所述时间间隔可比在假设特定类型的无线装置初始完全放电的情况下对所述装置完全充电所需的时间长。

图5是根据本发明的示范性实施例的可在图1的无线电力传送系统中使用的接收器508的功能框图。接收器508包含可包含接收线圈518的接收电路510。接收器508进一步耦合到装置550以向装置550提供所接收的电力。应注意，将接收器508说明为在装置550外部，但其可集成到装置550中。能量可以无线方式传播到接收线圈518且接着经由接收电路510的其余部分耦合到装置550。例如，充电装置可包含例如移动电话、便携式音乐播放器、膝上型计算机、平板计算机、计算机外围装置、通信装置(例如，蓝牙装置)、数码相机、助听器(其它医疗装置)等装置。

接收线圈518可经调谐以在与发射线圈414(图4)相同频率下或在指定频率范围内共振。接收线圈518可与发射线圈414尺寸类似，或可为不同大小(基于相关联装置550的尺寸)。例如，装置550可为具有比发射线圈414的长度的直径小的直径或长度尺寸的便携式电子装置。在此实例中，接收线圈518可实施为多匝线圈以便减小调谐电容器(未图示)的电容值，且增加接收线圈的阻抗。例如，接收线圈518可围绕装置550的实质圆周而放置，以便使线圈直径最大化且减少接收线圈518的环形匝(即，绕组)数和绕组间电容。

接收电路510可将阻抗匹配提供到接收线圈518。接收电路510包含用于将所接收RF能量源转换为充电电力以供装置550使用的电力转换电路506。电力转换电路506包括RF至DC转换器508且还可包括DC至DC转换器510。RF至DC转换器508将在接收线圈518处接收的RF能量信号整流为非交流电力，其中输出电压由V_rect表示。DC至DC转换器510(或其它电力调节器)将经整流RF能量信号转换为与装置550兼容的能量电位(例如，电压)，其中输出电压和输出电流由V_out和I_out表示。预期了各种RF至DC转换器，包括部分和全整流器、调节器、桥接器、倍增器以及线性和开关转换器。

接收电路510可进一步包含开关电路512，用于将接收线圈518连接到电力转换电路506或者用于将电力转换电路506断开连接。将接收线圈518与电力转换电路506断开连接不仅暂停装置550的充电，而且改变如由发射器404(图2)“经历”的“负载”。

如上文揭示，发射器404包含负载感测电路416，负载感测电路416可检测提供到发射器功率驱动器电路410的偏置电流中的波动。因此，发射器404具有用于确定接收器何时存在于发射器的近场中的机制。

当多个接收器508存在于发射器的近场中时，可能需要对一个或一个以上接收器的负载和卸载进行时间多路复用以使其它接收器能够更有效地耦合到发射器。接收器508还可被掩蔽以便消除与其它附近接收器的耦合，或减少对附近发射器的负载。接收器的此“卸载”在本文中也称为“掩蔽”。此外，由接收器508控制且由发射器404检测到的卸载与负载之间的此切换可提供从接收器508到发射器404的通信机制，如下文更充分阐释。另外，一协议可与所述切换相关联，其允许实现将消息从接收器508发送到发射器404。例如，切换速度可大约为100μsec。

在示范性实施例中，发射器404与接收器508之间的通信指代一种装置感测和充电控制机制，而非常规双向通信(即，使用耦合场的带内信令)。换句话说，发射器404可使用对所发射信号的开/关键控来调整在近场中能量是否可用。接收器可将这些能量变化解译为来自发射器404的消息。从接收器侧来说，接收器508可使用对接收线圈518的调谐和解谐来调整正从场接受多少电力。在一些情况下，可经由开关电路512实现调谐和解谐。发射器404可检测来自场的所使用电力的此差异且将这些改变解译为来自接收器508的消息。应注意，可利用其它形式的对发射功率和负载行为的调制。

接收电路510可进一步包含信令检测器和信标电路514，其用于识别所接收的能量波动(其可对应于从发射器到接收器的信息信令)。此外，信令与信标电路514还可用以检测减少的RF信号能量(即，信标信号)的发射，并将所述减少的RF信号能量整流为标称电力，以用于唤醒接收电路510内的未供电或耗尽电力的电路，以便配置接收电路510以进行无线充电。

接收电路510进一步包含用于协调本文描述的接收器508的处理(包含对本文描述的开关电路512的控制)的处理器516。接收器508的掩蔽也可在发生其它事件(包括检测到向装置550提供充电电力的外部有线充电源(例如，壁式/USB电力))时发生。处理器516除了控制接收器的掩蔽外还可监视信标电路514以确定信标状态，并提取从发射器404发送的消息。处理器516还可调整DC至DC转换器510以改进性能。

图6是根据本发明的各个示范性实施例的如图2中的示范性无线电力传送系统600的功能框图，其中发射器604可以无线方式将电力提供到多个接收器608a、608b和608c。如图6所示，发射器604可经由发射线圈614经由场606发射电力。接收器装置608a、608b和608c可通过使用接收线圈618a、618b和618c耦合来自场606的能量的一部分来接收无线电力以为相应负载636a、636b和636c充电或供电。此外，发射器604可分别建立与接收器618a、618b和618c的通信链路619a、619b和616c。虽然展示三个接收器608a、608b和608c，但额外接收器(未图示)可接收来自发射器604的电力。

在无线电力传送系统600中，接收器608a、608b或608c可对应于发射器在传送电力的同时驱动的负载。因而，发射器604驱动的负载可为正以无线方式接收来自场606的电力的每一接收器608a、608b或608c的函数。当接收器608a、608b或608c进入场606，离开所述场，或停用或启用其接收来自场606的电力的能力时，向发射器604呈现的负载相应地改变。发射器604的行为可为可变负载的特性的函数。举例来说，发射器604将电力提供到接收器608a、608b或608c的效率可随着发射器604的负载变化而变化。此外，发射器604输出的电力量也可随负载变化而变化。当每一接收器608a、608b和608c正经由场606接收电力时，接收器608a、608b和608c中的每一者可形成发射器404的负载的一部分。发射线圈614经历的负载的总阻抗可为由每一接收器608a、608b和608c导致的阻抗的总和，因为其向发射电路614呈现的阻抗可串联组合。

在一个方面中，示范性实施例针对适于高效地对动态数目的接收器608a、608b和608c充电的发射器604。为了高效地允许两个接收器608a和608b接收比一个接收器608a经定位以接收电力时更多的电力，发射器604可优选地经设计使得可递送最大功率时的负载(由其阻抗表征)高于可提供最大发射器效率时的负载。此外，发射器604可优选地经设计以在一范围的负载值上以高效率提供电力，因为可变数目的接收器608a、608b和608c将导致向发射器604呈现一范围的不同负载。否则，可发生显著电力损失。此外，发射器604可优选地经设计使得提供最大功率时的负载大于由多个接收器608a、608b、608c呈现的总负载。在此情况下，发射器604可具有足够的电力来同时对多个装置供电。

发射电路可由驱动器电路驱动。图7是根据本发明的示范性实施例的可在图6的发射器604中使用的驱动器电路724的示意图。如所陈述，驱动器电路(例如，驱动器电路424)的功率输出和效率作为负载的函数而变化。在一些实施例中，驱动器电路724可为开关放大器。驱动器电路724可经配置以接收方波且输出正弦波(待提供到发射电路750)。驱动器电路724被展示为理想(即，无内部电阻性损失)E类放大器。驱动器电路724包含开关分路电容器710和串联电感708。V_D是施加到驱动器电路724的控制可递送到串联调谐负载的最大功率的DC源电压。驱动器电路724由到开关704的振荡输入信号702驱动。

虽然驱动器电路724被展示为E类放大器，但根据本发明的实施例可使用如所属领域的技术人员可能已知的其它类型的驱动电路。驱动器电路724可用于高效地驱动负载。所述负载可为经配置以用无线方式发射电力的发射电路750。发射电路750可包含串联电感器714和电容器716以形成如上文参看图3描述的共振电路。虽然负载被展示为发射电路750，但根据本发明的实施例可适用于其它负载。如上文参看图6描述，向发射电路750呈现的负载可归因于无线电力接收器608a、608b和608c的数目而变化，且可由可变电阻器712表示。驱动器电路724可由输入信号702(例如，振荡器222(图2))驱动。当向发射电路750呈现的负载例如归因于如上文描述的无线电力接收器638a、638b和638c的动态数目而变化时，向驱动器电路724呈现的负载同样也可变化。

图8A是展示在无线电力发射电路750的操作期间可向驱动器电路724呈现的阻抗的示范性范围的图。根据一个示范性实施例，在“正常”操作模式(由操作范围和定额降低范围展示)中，向驱动器电路724呈现的实数负载阻抗(即，电阻)可落在1Ω与40Ω之间。另外，在正常操作模式中，虚数负载阻抗(即，电抗)可在5jΩ与48.7j之间。在另一实施例中，在操作范围内向驱动器电路724呈现的阻抗可从4Ω到40Ω且在-4jΩ与50jΩ之间。为了供应适当电力，驱动器电路724可需要能够在电阻小于20Ω时供应900mA(毫安)。当电阻高于20Ω时，驱动器电路724可线性减小以能够在40Ω下供应600mA。归因于例如可变数目的无线电力接收器或其它因素，可向驱动器电路724呈现具有0到80Ω范围内的电阻以及-165jΩ到95jΩ的电抗(如图8A所示)的负载。驱动器电路724需要不会由于经受落在此范围内的任何负载而损坏。在一些情况下，为了在此范围内操作，可将发射电路750调谐为35jΩ失谐以将负载偏置到+35jΩ。归因于电抗改变(例如，-22.8jΩ到-17.6jΩ范围内，平均值为-20jΩ)，充电装置可在大约15jΩ(其会经受由于组件变化的变化)下进行充电。需要在给定各种设计考虑因素的情况下在所有这些范围上提供高效且安全的操作。

因而，在一个方面中，向驱动器电路724呈现的阻抗值的范围可由包含实数阻抗值和虚数阻抗值的复合阻抗值定义。实数阻抗值可由第一实数阻抗值与第二实数阻抗值的比率定义或表征。所述比率可为2比1、5比1和10比1中的一者。举例来说，向驱动器电路724呈现的实数阻抗值的范围可在8Ω与80Ω之间(比率10：1)。在另一实施例中，所述范围可在4Ω与40Ω之间(同样比率10：1)。另外，向驱动器电路724呈现的阻抗值的范围可进一步由虚数阻抗值的范围定义。虚数阻抗值的范围可定义为虚数阻抗值的量值(即，最小与最大虚数阻抗值之间的量值)与实数阻抗值的量值的比率。举例来说，实数阻抗值的量值可为第一实数阻抗值与第二实数阻抗值之间的差的量值。虚数阻抗值的量值与实数阻抗值的量值的比率可为1：2、2∶1、1∶1、2：3等中的至少一者。举例来说，如果实数阻抗范围在8Ω与80Ω之间，那么量值可为72Ω。因而，如果虚数阻抗值的量值与实数阻抗值的量值的比率为2比1，那么虚数阻抗值的范围可为144(即，-4jΩ到140Ω的范围)。在任何情况下，需要在可根据各种方法定义的复合阻抗值的范围上提供效率和安全的操作。

如上所述，驱动器电路724的功率和效率是驱动器电路724正在驱动的负载的函数。图8B是展示作为驱动器电路724的负载(即，负载电阻)的实数阻抗的函数的图7的驱动器电路724的效率802和输出功率804的图表。如图8所示，针对理想E类放大器可存在单一实数负载阻抗值(例如，50Ω，如图8所示)下的100％(或最大)效率。效率802随着负载阻抗值在任一方向上变化而减小。图8还展示总输出功率804类似地为负载阻抗的函数，且其峰值在特定负载阻抗值(例如，20Ω)处。Raab的“电路变化对E类调谐功率放大器的影响(Effects of Circuit Variations on the class E Tuned Power Amplifier)”(IEEE固态电路期刊，第SC-13卷，第2期，1978)中描述类似结果。

如果驱动器电路724驱动具有恒定阻抗的负载，那么驱动器电路724可理想地经设计(例如，可选择电容器710和电感器708等的值)使得驱动器电路724在最大效率下操作。举例来说，通过使用图8B中的图表中的值，如果驱动器电路724经配置以驱动具有实质上等于50Ω的不变阻抗的负载，那么驱动器电路724可在最大效率水平下驱动所述负载。然而，如果驱动器电路724的负载变化，那么驱动器电路724递送的平均效率和功率可显著低于如图8所示的其最大效率或最大功率。此外，随着负载的阻抗增加，所递送的功率可不增加。

如图7所示且如上所述，驱动器电路724驱动的负载可为无线电力发射电路750。在给定可变数目的无线电力接收器608a、608b、608c(图6)的情况下，向发射电路750呈现的负载可因此改变驱动器电路724所经历的负载。在此情况下，向发射电路750呈现的总负载阻抗可为每一无线电力接收器608a、608b、608c在其串联组合时所呈现的负载阻抗中的每一者之总和。理想地，驱动器电路724将在使功率随着负载的电阻增加而线性增加的同时在所有负载上提供最大效率。接着将在负载之间划分功率。然而，如图8B所示，驱动器电路724的最大效率可针对单一实数负载阻抗值发生。

示范性实施例的一个方面针对随着实数负载阻抗变化实现驱动器电路724的高效率，同时还随着负载电阻增加而增加功率。在一个方面中，这可允许针对可变数目的无线电力接收器608a、608b和608c的高效无线电力传送。为了提供多种负载的改进的效率，针对负载阻抗的实数分量(即，电阻)和负载的虚数分量(即，电抗)两者上的变化分析E类放大器724的效率。图9是展示作为向驱动器电路724呈现的负载阻抗的实数和虚数分量的函数的如图7中的驱动器电路724的效率的等值线图表。所述图表可对应于经设计以针对具有15Ω电阻和0Ω电抗的负载以及15V驱动电压具有最大效率的驱动器电路724。图9的复合负载图表以5％增量展示效率等值线906a、906b和906c。举例来说，沿着等值线906a的点可表示对应于E类放大器为95％时的负载的电阻和电抗值的组合。等值线902对应于对应于100％效率的负载阻抗值。

通过保持电抗为零且如箭头908所示将电阻从0改变为40Ω，可在图9中看到图8B所示的图表的结果。路径908通过点904，其值为15Ω+j0Ω，其中效率为100％。等值线902展示存在效率为100％的路径(例如，阻抗的范围)。因而，并非仅针对实数阻抗值分析效率，分析针对实数和虚数阻抗值(即，电阻和电抗值的范围)两者的效率展示了存在可实现100％的驱动器电路724效率的复合阻抗值范围。

图10是展示作为向驱动器电路724呈现的负载阻抗的实数和虚数分量的函数的如图7中的驱动器电路724的功率输出的等值线图表。图10的复合负载图表以1瓦特增量展示效率等值线1006a、1006b和1006c。举例来说，沿着等值线1006b的点可表示电阻值和电抗值的组合，其表示可递送5瓦特功率时的阻抗值。沿着等值线1006c的点可表示电阻值和电抗值的组合，其表示可递送10瓦特功率时的阻抗值。可通过保持电抗为零且将电阻从0Ω改变为40Ω(如箭头1008所示)而看到图8B所示的图表的结果。路径1008通过点1004，其中效率(由来自图9的等值线902展示)为100％且所递送功率为稍高于6瓦特。放置在图10的图表中的图9的100％效率等值线902展示存在效率为100％且功率如图所示持续增加(因为等值线表示增加的功率)的路径902。如图9和10所示，100％效率路径902在j24Ω阻抗处开始，通过15+j0Ω且继续到-j10Ω。

示范性实施例的某些方面针对使用图9和10的结果来设计无线电力发射器604，使得随着负载变化，向驱动器电路724呈现的负载阻抗值对应于驱动器电路724十分高效时的复合值。这可允许无线电力发射器604中的驱动器电路724随着向驱动器电路724呈现的负载归因于动态数目的无线电力接收器608a、608b和608c(图6)而变化而高效地提供电力。

在一个实施例中，可使用滤波器电路将发射电路750的负载阻抗变换为驱动器电路724可十分高效时的复合负载值。图11是根据本发明的示范性实施例的包含滤波器电路1126的如图7中的驱动器电路1124的示意图。当驱动器电路1124的操作频率实质上为6.78MHz时，驱动器电路1124可产生6.78MHz的谐波。出于各种原因，包含为了满足法规要求，可包含滤波器电路1126来移除由驱动器电路1124产生的不当谐波。举例来说，滤波器电路1126可为经配置以移除谐波的三极(C1134、L1132、C1136)低通滤波器。通过使用从例如图9和10等图表导出的信息，滤波器电路1126可经设计以满足频谱发射遮蔽要求(经由减小谐波)，确保可递送最大功率时的负载阻抗高于实现最大效率时的负载，且扩展驱动器电路1124十分高效时的负载阻抗值的范围。

举例来说，滤波器电路1126可经选择使得滤波器电路1126变换发射电路1150的变化的阻抗(归因于接收器608a、608b和608c)。经变换的阻抗值可对应于提供十分高效的驱动器电路1124操作的阻抗值(例如，图9和图10所示的阻抗值)。滤波器电路1126的设计参数可经选择以执行阻抗变换，所述阻抗变换将发射线圈1150所经历的负载1112的阻抗变换为尽可能紧密地配合提供高效率的复合值(例如，沿着图9所示的高效率路径902的那些值)的复合阻抗。在如下文将进一步描述的一些实施例中，可结合滤波器电路1126使用额外电抗组件(例如，驱动器电路1124的串联电感1108的选择)来移位由滤波器电路1126执行的阻抗变换，以尽可能紧密地与提供高效率的复合值(例如沿着效率路径902的那些值)匹配。

因而，在一个示范性实施例中，滤波器电路1126可经配置以修改向滤波器电路1126呈现的阻抗(例如，归因于可变数目的接收器608a、608b和608c的发射电路1150的阻抗)以将驱动器电路1124的效率维持在与驱动器电路1124的最大效率相差不超过20％的水平。在另一实施例中，效率可维持在与驱动器电路1124的最大效率相差不超过10％或更低的水平。滤波器电路1126可称为或配置为阻抗变换网络。向滤波器电路1126呈现的由滤波器电路1126变换的阻抗值的范围可由复合阻抗值的范围表征。复合阻抗值的范围可在由第一实数阻抗值和第二实数阻抗值定义的范围内，其中第一实数阻抗值与第二实数阻抗值之间的比率为至少2比1。举例来说，实数阻抗值的范围可实质上在8Ω与80Ω或4Ω与40Ω之间，比率为10比1。第一实数阻抗值与第二实数阻抗值可定义适当的最小和最大实数阻抗值。

另外，复合阻抗值的范围可进一步定义为在由第一虚数阻抗值与第二虚数阻抗值定义的范围内。第一虚数阻抗值与第二虚数阻抗值可定义适当的最小和最大虚数阻抗值。虚数阻抗值的范围(即，第一虚数阻抗值与第二虚数阻抗值之间的差的量值)可由虚数阻抗值的量值与实数阻抗值的量值的比率定义(例如，等于第一实数阻抗值与第二实数阻抗值之间的差的量值)。所述比率可为1：2、2：1、1：1、2：3、3：2等中的至少一者。举例来说，如果实数阻抗值的量值为72Ω且比率为2：1，那么虚数阻抗值的范围可为144Ω(例如，最小到最大的范围)。在另一实例中，在一个实施例中，第一实数阻抗值可实质上为4Ω，第二实数阻抗值可实质上为40Ω，第一虚数阻抗值可实质上为-4Ω，且第二虚数阻抗值可实质上为50Ω。在给定设计参数和潜在数目的接收器的情况下，可向滤波器电路1126呈现广范围的复合阻抗值。因而，由本文描述的各个示范性实施例预期的范围和比率可实质上不同于本文提供的特定实例。

根据某些实施例，可提供如图11所示的无源或固定滤波器电路1126(即，滤波器电路1126的实质上所有组件可为无源电路元件)。因而，滤波器电路1125可不需要控制信号或其它动态逻辑来随着负载在操作期间改变而控制或配置电路。这可减小成本和复杂性且可提供其它益处，如所属领域的技术人员将了解。

在一个实施例中，滤波器电路1126可为3极、15Ω巴氏(Butterworth)滤波器，具有3dB带宽(操作频率的0.93倍)。图12是使用如图11所示的示范性滤波器电路1126(可对应于刚才描述的巴氏滤波器)的驱动器电路1124的效率的复合阻抗图表。点1202定义对应于图9的100％效率等值线902的电抗值对电阻值的路径。点1204定义对应于如在滤波器电路1126(其可为3极、15Ω巴氏滤波器)的输入处所见的电抗值对电阻值的路径。如图12所示，两个路径1202和1204近似相同，从而展示滤波器电路1126可将发射电路1150的变化的阻抗变换为使驱动器电路1124具有接近最大效率的阻抗值。

图13A、13B和13C是展示根据本发明的示范性实施例的使用三个不同低通滤波器设计的发射电路1150的阻抗的阻抗变换的复合阻抗图表。曲线1302a、1302b和1302c对应于具有6.78MHz的3dB带宽的第一滤波器设计。这可产生阻抗的1：1变换(即，阻抗无改变)。这可对应于纯电阻性负载，且驱动器电路1126的效率可对应于如图8所示的结果。路径1304a、1304b和1304c对应于具有0.965乘6.78MHz的带宽的第二滤波器。路径1304a、1304b和1304c对应于具有0.93乘6.78MHz的带宽的第三滤波器。第二和第三滤波器致使发射电路1150的阻抗如图13A、13B和13C所示逆时针旋转。所述变换允许驱动器电路1124的阻抗保持在图9所示的高效率区内，同时还随着负载增加而增加功率(如图10所示)。

图13A展示当阻抗为实数(即，无电抗分量)时的阻抗变换1302a，其中电阻从5Ω变到80Ω同时电抗为0。所述点对应于5、10、20、40和80Ω的电阻。两个滤波器阻抗变换1304a和1306a提供开始近似于图9的效率等值线902的变换。图13B展示阻抗变换，其具有-10j电抗偏移以考虑到向发射电路1150呈现的阻抗可不为纯电阻性的情形。图13C展示具有+10j电抗偏移的阻抗变换。所述图表展示可如何使用不同滤波器设计在发射电路1150的阻抗变化时将阻抗变换为驱动器电路1124的效率可维持高的阻抗。在一些情况下，可添加具有正电抗的串联电感以将结果移位到最佳范围中。

上文描述的结果可反映可不考虑驱动器电路1124和低通滤波器中的损失的理想结果。以下图14和15展示可反映这些损失的一部分的驱动器电路1124的效率和功率输出。图14是展示在不使用滤波器电路1126的情况下作为发射电路1150呈现的实数阻抗的函数的如图11中的驱动器电路1124的效率1402和输出功率1404的图表。如图所示，驱动器电路损失减小范围的最大效率，但仍提供与图8所示类似的效率范围。举例来说，其中效率从图8中的其最大效率减小到10％的负载阻抗的范围为从28Ω到100Ω，而在图14中，此范围为从约20Ω到75Ω。此外，与图8中一样，存在输出功率1404为最大(其随着阻抗在任一方向上变化而减小)的阻抗。

图15是展示在使用滤波器电路1126时作为发射电路1150呈现的实数阻抗的函数的如图11中的驱动器电路1124的效率1502a和1502b以及输出功率1504a和1504b的图表。图15针对如上文参看图11描述的所设计滤波器(其使驱动器电路1124的效率最大化)展示驱动器电路1124的所测得效率结果1502a和所建模效率结果1502b两者。图15还展示所测得功率输出结果1504a和所建模功率输出结果1504b。如图15所示，功率驱动器电路1126与最大效率相差不超过10％时的负载范围被增加为近似8Ω到80Ω(即，10：1)(与图14比较)。除了增加效率负载范围外，最大功率点(即，输出最大功率时的阻抗)从约50Ω增加到110Ω。这可足以满足若干(例如，四个)接收器的电力需求。此外，如图15所示，功率通常随负载而线性增加，且可通过调整驱动器电路1124上的控制电压来供应多达30瓦特的功率。

作为额外实例，图16A、16B、16C和16D是使用四个不同滤波器电路设计的作为负载的实数阻抗的函数的如图11中的驱动器电路1124的效率和功率输出的负载图表。图16A展示针对具有1640pF电容和640nH电感的特定驱动器电路配置和滤波器电路1126设计的驱动器电路1124的功率和效率。如图16A所示，驱动器电路1124从近似10Ω到30Ω维持高效率水平，同时功率在此范围内增加。图16B展示针对具有710nH电感的特定驱动器电路配置和滤波器电路1126设计的驱动器电路1124的功率和效率。如图16B所示，驱动器电路1124从近似10Ω到100Ω具有至少95％的效率，同时功率在10Ω到100Ω的范围内增加。图16C展示针对具有757nH电感的特定驱动器电路配置和滤波器电路1126设计的驱动器电路1124的功率和效率。如图16C所示，驱动器电路1124从近似10Ω到100Ω维持高效率水平，同时功率在10Ω到200Ω的范围内增加。图16D展示针对具有757nH电感的特定驱动器电路配置和滤波器电路1126设计的驱动器电路1124的功率和效率。如图16D所示，驱动器电路1124从近似30Ω到100Ω维持高效率水平，同时功率在10Ω到200Ω的范围内增加。这些图表演示根据本发明的示范性实施例的为了选择使负载范围上的驱动器电路1124效率最佳的滤波器电路1126设计可作出的多种不同设计选择。可针对不同驱动器电路1126配置选择不同滤波器电路1126设计。

为了设计滤波器电路1126，可测试所使用的特定驱动器电路1124以确定驱动器电路1124以实质上最大效率操作时的所有复合阻抗值。接着，经由测试和模拟，选择滤波器电路1126设计，其将在负载处经历的可变阻抗变换为与驱动器电路1124十分高效时的值相关的阻抗。可使用额外阻抗移位元件(例如，串联电感)来移位由滤波器电路1126变换的阻抗，以与驱动器电路1124十分高效时的阻抗匹配。应了解，本文描述的特性仅是示范性的且可存在一范围的可提供所要阻抗变换的滤波器设计。

可使用若干设计特性来选择驱动器电路1124组件、滤波器电路1126组件以及阻抗调整元件(例如，串联电感1108)，使得驱动器电路1124在被呈现较宽范围的实数阻抗值时十分高效。一个特性是操作频率，其设定驱动器电路1124的频率，且确定值与所使用的组件的阻抗之间的关系。

可用以实现高效率的驱动器电路1124的设计特性可包含驱动器电路特性阻抗、输入电压和串联电抗。特性阻抗可线性地缩放上述高效率线902(图9)的半径。输入电压可缩放输出功率，但可不影响高效率线902。尽管可使用串联电抗，但在一些情况下，其可能较不适宜用作可选参数，因为其可从操作频率和特性阻抗导出。然而，可能添加了与驱动器电路1124的固有串联电抗串联的额外串联电抗。可使用的一种配置包含串联电感器和电容器，且其总电抗由以上参数确定。在另一配置中，可实际上移除串联电抗，且可依靠额外串联电抗。还可使用串联电容器的位置的选择来实现所要的高效率曲线902。可在操作频率下使用额外串联电抗来将驱动器电路高效率线902的相对电抗移位到由滤波器电路1126的阻抗变换导致的负载曲线。

另外，可选择滤波器电路1126的多种特性来达到可与高效率曲线902相关的所要阻抗变换。滤波器电路1126的特性可包含所要的极的数目、滤波器电路的类型或经堆叠滤波器电路的数目。滤波器电路1126可为可采取多种形式的电抗元件的梯形网络。举例来说，所述梯形网络可包括多个电抗级(即，电抗电路)，其各自包含电抗组件的组合。可基于所要响应来调整梯形网络的单个值或多个值中的任一者。一些滤波器电路可能较不合意，例如产生简单的电抗移位而不管所选的特性阻抗如何的滤波器电路1126(例如具有设定为操作频率的3dB点的三极巴氏低通滤波器)。梯形网络还可包含多个滤波器，在此情况下，可使用通用参数来改变一个或多个滤波器。

此外，如上文所述，滤波器电路1126的原型类别、滤波器的类型、截止频率和特性阻抗还可经配置以实现可用以映射到高效率曲线902的所要阻抗响应。原型类别可指示如何基于其它参数来选择组件值。这些类别的实例可包含巴氏滤波器、切比雪夫滤波器或其它原型。滤波器电路1126的类型可为低通、高通、带通、陷波或其组合。截止频率可为3dB衰减点，但截止频率可依据原型类别而改变。特性阻抗可为滤波器电路1126的目标实数阻抗(如果滤波器电路1126用在单阻抗电路(例如，50ΩRF电路)中)。

根据一个实施例，在给定一组若干个这些特性(例如，选择驱动器电路设计和驱动器电路滤波器串联电抗1108)的情况下，可导出允许系统执行某一范围的实数负载阻抗的阻抗变换的未选定特性(例如，滤波器电路1126的设计)，所述阻抗变换将实数负载阻抗变换为驱动器电路1124十分高效时的值。举例来说，高效率曲线902可采取如图9中所示的在复合阻抗平面上的半圆的形式，原点在复合轴上。包含用于滤波器电路1126的电抗组件的任何组合的电抗级的梯形网络可将若干电阻变化映射到一电阻变化上，或映射到原点在复合轴上的在复合阻抗平面上的半圆上。由滤波器电路1124映射到半圆的电阻变化可将各种电抗映射到具有不同半径的不同半圆上。当放置在驱动器电路1124与滤波器电路1126(例如梯形网络)之间的串联电抗具有用以对齐两个原点的正确电抗时，实现所要的驱动器电路1124响应。完美地匹配两个半圆可能是不必要的。这在考虑到寄生电阻时可能特别适用，寄生电阻可轻微修改半圆的形状。以下描述提供可如何实现此的进一步实例。

图17A和17B是展示由驱动器电路1124在某一电阻值范围上针对向滤波器电路呈现的负载的若干不同电抗执行的示范性阻抗变换的图表。图17A和17B中所示的曲线是可能使阻抗变换可视化的方式的实例。图17A展示线1702a、1704a、1706a、1708a和1710a，其对应于可针对若干示范性离散电抗值向滤波器电路1126呈现的电阻值范围。

图17B展示在电阻值范围内在每一电抗下特定滤波器设计的对应阻抗变换的实例。举例来说，一个特定电阻线1702a的阻抗变换可对应于展示为直线1702b的实数阻抗变换曲线(即，在变换导致恒定电抗的情况下)。对于其它电阻线1704a、1706a、1708a和1710a，所得阻抗变换可导致由分别位于沿虚轴的不同位置处的半圆曲线1704b、1706b、1708b和1710b表示的阻抗变换。应了解，半圆曲线1704b、1706b、1708b和1710b可各自具有不同半径，或可以其它方式基于电抗而不同地定形状。应进一步了解，变换意在描绘电阻线中的每一者如何可能被变换以映射到高效率线902，而不是对应于实际变换。举例来说，上文的变换可基于单装置充电器，其中多装置充电器可需要较宽范围的电抗。

可使阻抗变换曲线1704b、1706b、1708b和1710b中的一者与特定设计的驱动器电路1124十分高效时的复合阻抗值的范围(例如如参看图9所述的高效率等值线902)相关。举例来说，如图17B中所示，驱动器电路1124十分高效时的复合值的范围可被表示为具有特定半径的半圆902。由滤波器电路1126在特定电抗下提供的复合阻抗值的范围(例如，曲线1704b、1706b、1708b和1710b中的一者)可表示为半圆，且可合意地具有与曲线902相同的半径。因而，可发现由滤波器电路1126的阻抗变换提供的阻抗范围，其与发现驱动器电路1124十分高效时的阻抗范围直接相关。接着可由额外阻抗调整元件(例如，驱动器电路1124所固有的元件，例如驱动器电路1124的串联电抗组件1108，或额外添加的组件)提供额外电抗移位，使得由滤波器电路1126和阻抗调整元件1108提供的经移位阻抗实质上等效于驱动器电路1124十分高效时的阻抗。

因而，在设计过程期间，可选择驱动器电路1124的特性，以满足各种设计考虑。在一种方法中，可基于所选择的梯形网络、驱动器电路1126的高效率半圆902的半径以及串联电抗是否将两个半圆移位成重合，来确定映射到具有所要半径的半圆的电抗。这可为有益的，因为如果已知所要曲线，那么可分析地确定驱动器电路1124调谐和串联电抗。

另一方法可包含将串联电抗和梯形网络(即，滤波器电路1126)的反向变换应用于高效率曲线902，且确定曲线是否映射到充分垂直的线。此方法可为有益的，其中可用简单的阻抗变换来执行此方法，且使用垂直性作为单个反馈值允许将此方法与零搜索一起使用以使所要变量的优化自动化。这可提供更有效率的实施方案。

根据一种可能方法，可(基于所要性能参数)选择驱动器电路1124，且接着测试驱动器电路1124，以确定其满足某一效率阈值(例如，90％及以上的效率)时的复合阻抗值的范围。一旦确定此范围，就可选择滤波器电路1126的特性，使得由滤波器电路1126执行的阻抗变换将实数阻抗值的范围变换为与针对驱动器电路1124确定的复合阻抗值的范围直接相关的复合阻抗值的范围。其后可确定额外阻抗调整元件1108的特性，额外阻抗调整元件1108执行对来自滤波器电路1126的经变换阻抗的移位以实质上等效于针对驱动器电路1124确定的复合阻抗值(或差异在某一可接受范围内)。

或者，在选择驱动器电路1124设计之前，可确定滤波器电路1126的特性以满足各种设计考虑。可接着确定滤波器电路1126执行的所得阻抗变换。可使用关于由滤波器电路1126执行的阻抗变换的信息来选择特定驱动器电路1126设计，所述驱动器电路满足某一效率阈值时的复合阻抗值的范围与由滤波器电路1126执行的阻抗变换相关。可随后确定额外阻抗调整元件1108的特性，阻抗调整元件1108执行对由滤波器电路1126导致的阻抗的移位以实质上等效于驱动器电路1124的复合阻抗值(或差异在某一可接受范围内)。在此情况下，可能必须选择能够提供可与驱动器电路1126十分高效时的复合阻抗值范围直接相关的阻抗变换的滤波器电路类型(例如，梯形网络)。另外，可选择阻抗调整元件1108的特性，且接着可随后导出滤波器电路1126特性或驱动器电路1124特性。

图18是展示针对特定操作频率、驱动器电路阻抗和滤波器阻抗，作为滤波器截止频率的函数的串联电感1108的曲线1802的图表。举例来说，图18所示的图表可对应于在6.78MHz下针对15Ω驱动器电路阻抗和15Ω滤波器电路阻抗的作为滤波器截止频率的函数的串联电感的图表。为了针对不同驱动器电路阻抗、滤波器电路阻抗、操作频率等进行设计，可产生不同图表。因而，图18A展示可如何针对驱动器电路1124、滤波器电路1126和操作频率的给定设计特性集合选择特定串联电感以移位电抗，以便将高效率曲线902映射到滤波器电路1126的经变换阻抗曲线。

因此，通过选择滤波器电路1126和串联阻抗1108以执行如上所述的阻抗变换，向驱动器电路1124呈现的阻抗可映射到驱动器电路1124具有最大效率时的复合阻抗值范围。因而，驱动器电路1124可充当理想AC电流源(其具有高于最小实数负载的某一比率的源阻抗)，其针对一阻抗范围供应恒定电流而无关于在所述范围内的向驱动器电路1124呈现的阻抗。可基于所使用的特性的组合选择特定恒定电流。因而，无线电力发射器404可能够随着电阻(即，实数阻抗)增加而供应更多功率。

图19是用于设计十分高效的发射电路的示范性方法的流程图。发射电路可经配置以按无线方式发射电力来为接收器装置充电或供电。在框1902中，可选择驱动器电路1124，其经配置以在负载向驱动器电路1124呈现的复合阻抗值的第一范围上在效率阈值处操作。基于所选择的特性，在框1904中，可选择第一电路1126，其经配置以执行阻抗变换以将向滤波器电路1126呈现的阻抗变换为与复合阻抗值的第一范围相关的复合阻抗值的第二范围。在框1906中，可选择阻抗调整元件1108，其经配置以移位复合阻抗值的第二范围，使得向驱动器电路1124呈现的阻抗实质上等效于复合阻抗值的第一范围的阻抗值。

因此，示范性实施例针对可包含阻抗调整电路的滤波器电路1126，所述阻抗调整电路修改如由发射电路1150经历的阻抗以针对由发射电路1150经历的阻抗值范围将驱动器电路1124的效率水平维持在高效率。滤波器电路1126可修改发射电路1150的阻抗，使得由驱动器电路1124经历的阻抗对应于驱动器电路1124以接近其最大效率操作时的阻抗值。在一些实施例中，滤波器电路1126可修改如由发射电路1150经历的阻抗以针对发射电路1150阻抗值的范围将驱动器电路1124效率维持在与驱动器电路1124的最大效率水平相差不超过实质上20％的水平。在其它实施例中，滤波器电路1126可修改如由发射电路1150经历的阻抗以针对发射电路1150阻抗值的范围将驱动器电路1124效率维持在与驱动器电路1124的最大效率水平相差不超过实质上10％的水平，或相差20％与10％之间的任何水平。还可根据本文描述的原理在阻抗值的各种范围上实现维持其它效率水平。

在维持高效率的同时滤波器电路1126可变换的发射电路1150阻抗值的范围可由至少2比1的阻抗值的比率定义。举例来说，所述范围可从8Ω到100Ω。阻抗值的比率可为至少5比1，或至少10比1。在一个实施例中，为了获得高效率，滤波器电路1126可变换的阻抗值范围可从实质上8Ω到80Ω。以上范围仅是示范性的，且根据本发明的示范性实施例还预期了可经由滤波器电路1150维持高效率的其它范围。举例来说，阻抗值的范围可从25Ω到100Ω或50Ω到200Ω。

应进一步了解，滤波器电路1126可经配置以变换除发射电路1150以外的其它类型的负载的阻抗值，且因此可对于广泛多种负载实践各个实施例的原理。因而，本文描述的实施例不限于提供无线电力，且根据本发明的示范性实施例可在驱动器电路1124可驱动具有阻抗值范围的任何类型的可变负载的其它情形中加以应用。在一些实施例中，发射电路1150可包含发射线圈(或环形天线)，其经配置以在驱动器电路1150提供的信号的频率下共振。发射电路1150可经配置以用无线方式输出电力以为如上所述的接收器608a、608b和/或608c充电或供电。发射电路1150可进一步经配置以用无线方式将电力发射到多个接收器608a、608b和608c。接收器608a、608b和608c中的每一者可更改由发射电路1150经历的阻抗，使得发射电路1150可包含可由滤波器电路1126变换的广范围的阻抗值。在一些情况下，发射电路1150所经历的阻抗可具有实质上为零的电抗。滤波器电路1126可将阻抗值变换为具有非零电抗的值，使得其为实数部分对应于电阻且虚数部分对应于电抗的复合阻抗值。

在一些实施例中，滤波器电路1126可为无源电路，且可不需要添加的逻辑或控制信号来操作。滤波器电路1126可为低通滤波器电路。低通滤波器可为3极巴氏滤波器。3极巴氏滤波器可具有驱动器电路1124的操作频率的3dB带宽。滤波器电路1126可进一步经配置以移除由如上所述驱动器电路1124输出的信号的谐波分量。在一些情况下，滤波器电路1126的截止频率可高于或低于驱动器电路1124的操作频率。应了解，可根据示范性实施例使用广泛种类的滤波器电路设计，且可如上文参看图17-20所述选择滤波器电路设计。

驱动器电路1124提供的功率量可经配置以随着由驱动器电路1124经历的阻抗的电阻部分的量增加而增加。这可允许当较多无线电力接收器608a、608b和608c接收来自发射电路1150的电力时在维持效率的同时持续递送较高功率。此外，滤波器电路1126可允许在可提供最大功率时由驱动器电路1124经历的阻抗的量值高于在提供驱动器电路1124的最大效率时由驱动器电路1124经历的阻抗的量值。因而，驱动器电路1124可在一电阻(即，实数阻抗值)范围上充当恒定电流源。如上所述，驱动器电路1124可为E类放大器或例如开关放大器等其它放大器。驱动器电路1124可包含如上所述的其它类型的放大器。

应进一步了解，虽然展示为滤波器电路1126，但可使用其它类型的电路、组件或模块来执行如上所述的类型的阻抗变换，以根据本文描述的原理将一阻抗值范围变换为驱动器电路1124十分高效时的复合值。

图20是用于对驱动器电路信号滤波的示范性方法的流程图。所述方法可由图11的电路执行。在框2002中，驱动器电路1124在驱动器电路效率下输出信号。在框2004中，将所述信号提供到由一阻抗表征的发射电路1150。此阻抗可响应于(例如)可变数目的无线电力接收器608a、608b和608c而变化。在框2006中，滤波器电路修改阻抗以将驱动器电路效率维持在与驱动器电路1124的最大效率相差不超过20％的水平。如上所述还预期了其它效率水平。所述阻抗可由复合阻抗值表征，其中复合阻抗值可在由第一实数阻抗值与第二实数阻抗值定义的范围内。第一实数阻抗值与第二实数阻抗值的比率可为至少2比1。第一实数阻抗值和第二实数阻抗值可实质上为最小和最大阻抗值。所述比率可为5比1或10比1。在一个实施例中，阻抗范围可从8Ω到80Ω。如上所述，进一步预期了其它范围。所述范围可进一步由第一虚数阻抗值与第二虚数阻抗值定义。第一虚数阻抗值与第二虚数阻抗值之间的差的量值和第一实数阻抗值与第二实数阻抗之间的差的量值的比率可为1：2、2：1、1：1、3：2和2：3等中的至少一者。在一个实施例中，第一实数阻抗值可实质上为4欧姆，第二实数阻抗值可实质上为40欧姆，第一虚数阻抗值可实质上为-4欧姆，且第二虚数阻抗值可实质上为50欧姆。

图21是用于设计电力发射器设备的示范性方法的流程图。在框2102中，可选择包含驱动器电路1124、滤波器电路1126和阻抗移位1108元件的元件群组中的至少两个元件的特性。在框2104中，基于所述至少两个元件的选定特性，可选择非选定元件的特性，使得驱动器电路1124在复合阻抗值的范围上在与最大效率相差不超过20％的水平下操作，所述范围由第一实数阻抗值和第二实数阻抗值定义，第一实数阻抗值与第二阻抗值的比率为至少2比1。所述范围还可进一步由第一虚数阻抗值和第二虚数阻抗值定义。第一虚数阻抗值与第二虚数阻抗值之间的差的量值和第一实数阻抗值与第二实数阻抗值之间的差的量值的比率可为1：2、2：1、1：1、3：2、2：3等中的至少一者，如上文进一步详细描述。滤波器电路1126可包含包含可变数目的极的梯形网络电路。驱动器电路1124的特性可包含驱动器电路频率和驱动器电路阻抗中的至少一者。滤波器电路的特性可包含极的数目、选自低通滤波器、高通滤波器或其组合的滤波器电路的类型、特性阻抗以及截止频率中的至少一者。阻抗移位元件的特性可包含阻抗移位的量。阻抗移位元件可包含电感器(例如，串联电感器1108)。阻抗移位元件可包含电容器。阻抗移位元件可包含电感器和电容器两者。驱动器电路1124可包含包含至少E类放大器电路的类型的开关放大器电路，其中滤波器电路电连接在开关放大器的串联电感器与开关放大器电路的串联电容器之间。阻抗移位元件可修改驱动器电路1124中固有的串联元件的值。

图22是根据本发明的示范性实施例的发射器的功能框图。装置2200包括可电连接的用于参看图1-21论述的各个动作的装置2202、2204和2206。

以上描述的方法的各种操作可由能够执行所述操作的任何适当装置(例如，各种硬件和/或软件组件、电路和/或模块)执行。一股来说，图中说明的任何操作可由能够执行所述操作的对应功能装置执行。举例来说，发射装置可包含发射电路。驱动装置可包含驱动器电路。滤波装置可包括滤波器电路。

所属领域的技术人员将了解，可使用多种不同技术和技艺中的任一者来表示信息和信号。举例来说，可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子或其任何组合来表示在全部以上描述中参考的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号及码片。

所属领域的技术人员将进一步了解，可将结合本文中所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为清楚说明硬件与软件的此互换性，上文已大致关于其功能性而描述了各种说明性组件、块、模块、电路及步骤。所述功能性是实施为硬件还是软件取决于特定应用及施加于整个系统的设计约束。熟练的技术人员可针对每一特定应用以不同方式实施所述功能性，但此些实施方案决策不应被解释为导致脱离本发明的示范性实施例的范围。

可用经设计以执行本文中所描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件，或其任何组合来实施或执行结合本文中所揭示的示范性实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块及电路。通用处理器可为微处理器，但在替代例中，处理器可为任何常规的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可实施为计算装置的组合，例如，DSP与微处理器的组合、多个微处理器、一个或一个以上微处理器与DSP核心的联合，或任何其它此配置。

可直接以硬件、以由处理器执行的软件模块或以上述两者的组合实施结合本文所揭示的示范性实施例而描述的方法或算法的步骤。软件模块可驻留于随机存取存储器(RAM)、快闪存储器、只读存储器(ROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)、寄存器、硬磁盘、可换式磁盘、CD-ROM或此项技术中已知的任何其它形式的存储媒体中。将示范性存储媒体耦合到处理器，使得所述处理器可从存储媒体读取信息及将信息写入到存储媒体。在替代方案中，存储媒体可与处理器成一体式。处理器及存储媒体可驻留于ASIC中。ASIC可驻留于用户终端中。在替代例中，处理器及存储媒体可作为离散组件驻留于用户终端中。

在一个或一个以上示范性实施例中，所描述的功能可实施于硬件、软件、固件或其任一组合中。如果实施于软件中，则可将功能作为计算机可读媒体上的一个或一个以上指令或代码而加以存储或传输。计算机可读媒体包括计算机存储媒体与包括促进将计算机程序从一处传送到另一处的任何媒体的通信媒体两者。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。作为实例而非限制，此计算机可读媒体可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用以运载或存储呈指令或数据结构形式的所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。同样，可恰当地将任何连接称作计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光缆、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电及微波的无线技术从网站、服务器或其它远程源传输软件，则同轴电缆、光缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电及微波的无线技术包括于媒体的定义中。如本文中所使用，磁盘及光盘包括紧密光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字多功能光盘(DVD)、软磁盘及蓝光光盘，其中磁盘通常磁性地复制数据，而光盘使用激光光学地复制数据。上文的组合也应包括在计算机可读媒体的范围内。

如本文使用，术语“确定”涵盖广泛种类的动作。举例来说，“确定”可包括推算、计算、处理、导出、研究、查找(例如，在表、数据库或另一数据结构中查找)、断定等。而且，“确定”可包括接收(例如，接收信息)、存取(例如，存取存储器中的数据)等。而且，“确定”可包括解析、选择、挑选、建立等。

本文揭示的方法包括用于实现所描述的方法的一个或一个以上步骤或动作。在不偏离权利要求书的范围的情况下，方法步骤及/或动作可互换。换句话说，除非规定了步骤或动作的特定次序，否则在不偏离权利要求书的范围的情况下可对特定步骤及/或动作的次序及/或用法加以修改。

提供所揭示的示范性实施例的先前描述以使所属领域的任何技术人员能够制造或使用本发明。所属领域的技术人员将容易明白对这些实施例的各种修改，且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本文所定义的一股原理可应用于其它实施例。因此，本发明无意限于本文中所示的示范性实施例，而是将赋予本发明与本文中所揭示的原理和新颖特征一致的最广范围。

Claims

1.一种发射器装置，其包括：

以效率表征的驱动器电路，所述驱动器电路电连接到以阻抗表征的发射电路；以及

滤波器电路，其电连接到所述驱动器电路且经配置以修改所述阻抗以将所述驱动器电路的所述效率维持在与所述驱动器电路的最大效率相差不超过20％的水平，所述阻抗以复合阻抗值表征，所述复合阻抗值在由第一实数阻抗值和第二实数阻抗值定义的范围内，所述第一实数阻抗值与所述第二实数阻抗值的比率为至少2比1。

2.根据权利要求1所述的发射器装置，其中所述比率为至少5比1和至少10比1中的一者。

3.根据权利要求2所述的发射器装置，其中所述第一实数阻抗值实质上包括8欧姆，且所述第二实数阻抗值实质上包括80欧姆。

4.根据权利要求1所述的发射器装置，其中所述比率为第一比率，其中所述范围进一步由第一虚数阻抗值和第二虚数阻抗值定义，其中所述第一虚数阻抗与所述第二虚数阻抗值之间的差的第一量值和所述第一实数阻抗值与所述第二实数阻抗值之间的差的第二量值的第二比率实质上等于1比2、2比3、1比1、3比2和2比1中的至少一者。

5.根据权利要求4所述的发射器装置，其中所述第一实数阻抗值实质上为4欧姆，其中所述第二实数阻抗值实质上为40欧姆，其中所述第一虚数阻抗值实质上为-4欧姆，且其中所述第二虚数阻抗值实质上为50欧姆。

6.根据权利要求1所述的发射器装置，其中所述发射电路包括电连接到所述滤波器电路的输出的发射线圈，所述发射线圈经配置以用无线方式发射电力来为接收器装置充电或供电。

7.根据权利要求1所述的发射器装置，其中所述发射电路经配置以用无线方式发射电力来为多个接收器装置充电或供电，其中所述多个接收器装置中的每一者经配置以当经定位以用无线方式接收来自所述发射电路的电力时导致所述阻抗的改变。

8.根据权利要求1-7中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述驱动器电路包括开关放大器电路。

9.根据权利要求1-7中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述驱动器电路包括E类放大器电路。

10.根据权利要求1-7中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述发射电路的所述阻抗包括在修改所述阻抗之前实质上为零的电抗。

11.根据权利要求1-7中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述经修改阻抗的值包括复合值，所述复合值包括对应于电阻值的实数部分和对应于非零电抗值的虚数部分。

12.根据权利要求1-7中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述滤波器电路包括低通滤波器、高通滤波器或其任何组合中的至少一者。

13.根据权利要求12所述的发射器装置，其中所述低通滤波器包括具有所述驱动器电路的操作频率的3dB带宽的3极巴氏滤波器。

14.根据权利要求1-7中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述滤波器电路的截止频率高于或低于所述驱动器电路的操作频率。

15.根据权利要求1-7中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述滤波器电路进一步经配置以实质上移除由在操作频率下操作的所述驱动器电路产生的信号的谐波分量。

16.根据权利要求1-7中任一权利要求所述的发射器装置，其中提供到所述发射电路的功率量随着所述阻抗的电阻部分的量增加而增加。

17.根据权利要求1-7中任一权利要求所述的发射器装置，其中在所述驱动器电路输出最大功率量时所述阻抗的第一量值高于在提供所述驱动器电路的最大效率时所述阻抗的第二量值。

18.根据权利要求1-7中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述滤波器电路包括电抗电路的梯形网络，所述电抗电路中的每一者包括电抗组件的组合。

19.根据权利要求1-7中任一权利要求所述的发射器装置，其进一步包括经配置以引起所述驱动器电路与所述滤波器电路之间的电抗移位的阻抗调整元件。

20.一种用于对发射信号进行滤波的方法，其包括：

使用以效率表征的驱动器电路驱动信号；

将所述信号提供到以阻抗表征的发射电路；以及

修改所述阻抗以将所述驱动器电路的所述效率维持在与所述驱动器电路的最大效率相差不超过20％的水平，所述阻抗以复合阻抗值表征，所述复合阻抗值在由第一实数阻抗值和第二实数阻抗值定义的范围内，所述第一实数阻抗值与所述第二实数阻抗值的比率为至少2比1。

21.根据权利要求20所述的方法，其中所述比率为至少5比1和至少10比1中的一者。

22.根据权利要求21所述的方法，其中所述第一实数阻抗值实质上包括8欧姆，且所述第二实数阻抗值实质上包括80欧姆。

23.根据权利要求20所述的方法，其中所述比率为第一比率，其中所述范围进一步由第一虚数阻抗值和第二虚数阻抗值定义，其中所述第一虚数阻抗与所述第二虚数阻抗值之间的差的第一量值和所述第一实数阻抗值与所述第二实数阻抗值之间的差的第二量值的第二比率实质上等于1比2、2比3、1比1、3比2和2比1中的至少一者。

24.根据权利要求23所述的方法，其中所述第一实数阻抗值实质上为4欧姆，其中所述第二实数阻抗值实质上为40欧姆，其中所述第一虚数阻抗值实质上为-4欧姆，且其中所述第二虚数阻抗值实质上为50欧姆。

25.根据权利要求20所述的方法，其进一步包括使用所述发射电路用无线方式发射电力来为接收器装置充电或供电。

26.根据权利要求20所述的方法，其进一步包括使用所述发射电路用无线方式发射电力来为多个接收器装置充电或供电，其中所述多个接收器装置中的每一者经配置以当经定位以用无线方式接收来自所述发射电路的电力时导致所述阻抗的改变。

27.根据权利要求20-26中任一权利要求所述的方法，其中所述驱动器电路包括E类放大器。

28.根据权利要求20-26中任一权利要求所述的方法，其中所述驱动器电路包括开关放大器。

29.根据权利要求20-26中任一权利要求所述的方法，其中所述发射电路的所述阻抗包括在修改所述阻抗之前实质上为零的电抗。

30.根据权利要求20-26中任一权利要求所述的方法，其中所述经修改阻抗的值包括复合值，所述复合值包括对应于电阻值的实数部分和对应于非零电抗值的虚数部分。

31.根据权利要求20-26中任一权利要求所述的方法，其中修改包括使用包括低通滤波器、高通滤波器或其任何组合中的至少一者的滤波器电路来修改。

32.根据权利要求31所述的方法，其中所述低通滤波器包括具有所述驱动器电路的操作频率的3dB带宽的3极巴氏滤波器。

33.根据权利要求31所述的方法，其中所述滤波器电路的截止频率高于或低于所述驱动器电路的操作频率。

34.根据权利要求20-26中任一权利要求所述的方法，其进一步包括实质上移除由在操作频率下操作的所述驱动器电路产生的所述信号的谐波分量。

35.根据权利要求20-26中任一权利要求所述的方法，其中提供到所述发射电路的功率量随着所述阻抗的电阻部分的量增加而增加。

36.根据权利要求20-26中任一权利要求所述的方法，其中在所述驱动器电路输出最大功率量时所述阻抗的第一量值高于在提供所述驱动器电路的最大效率时所述阻抗的第二量值。

37.根据权利要求20-26中任一权利要求所述的方法，其中修改所述阻抗包括使用包括电抗电路的梯形网络的滤波器电路来修改，所述电抗电路中的每一者包括电抗组件的组合。

38.根据权利要求20-26中任一权利要求所述的方法，其中修改包括使用滤波器电路和阻抗调整元件来修改，所述阻抗调整元件经配置以引起对所述滤波器电路产生的经变换阻抗的电抗移位。

39.一种发射器装置，其包括：

以阻抗表征的用于发射的装置；

以效率表征的用于驱动的装置，所述用于驱动的装置电连接到所述用于发射的装置；以及

用于滤波的装置，其电连接到所述用于驱动的装置且经配置以修改所述阻抗以将所述用于驱动的装置的所述效率维持在与所述用于驱动的装置的最大效率相差不超过20％的水平，所述阻抗以复合阻抗值表征，所述复合阻抗值在由第一实数阻抗值和第二实数阻抗值定义的范围内，所述第一实数阻抗值与所述第二实数阻抗值的比率为至少2比1。

40.根据权利要求39所述的发射器装置，其中所述比率为至少5比1和至少10比1中的一者。

41.根据权利要求40所述的发射器装置，其中所述第一实数阻抗值实质上包括8欧姆，且所述第二实数阻抗值实质上包括80欧姆。

42.根据权利要求39所述的发射器装置，其中所述比率为第一比率，其中所述范围进一步由第一虚数阻抗值和第二虚数阻抗值定义，其中所述第一虚数阻抗与所述第二虚数阻抗值之间的差的第一量值和所述第一实数阻抗值与所述第二实数阻抗值之间的差的第二量值的第二比率实质上等于1比2、2比3、1比1、3比2和2比1中的至少一者。

43.根据权利要求42所述的发射器装置，其中所述第一实数阻抗值实质上为4欧姆，其中所述第二实数阻抗值实质上为40欧姆，其中所述第一虚数阻抗值实质上为-4欧姆，且其中所述第二虚数阻抗值实质上为50欧姆。

44.根据权利要求39所述的发射器装置，其中所述用于发射的装置包括发射电路，所述发射电路包括电连接到所述用于滤波的装置的输出的发射线圈，所述发射线圈经配置以用无线方式发射电力来为接收器装置充电或供电。

45.根据权利要求39所述的发射器装置，其中所述用于发射的装置经配置以用无线方式发射电力来为多个接收器装置充电或供电，其中所述多个接收器装置中的每一者经配置以当经定位以用无线方式接收来自所述用于发射的装置的电力时导致所述阻抗的改变。

46.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述用于驱动的装置包括开关放大器。

47.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述用于驱动的装置包括E类放大器。

48.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述用于发射的装置的所述阻抗包括在修改所述阻抗之前实质上为零的电抗。

49.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述经修改阻抗的值包括复合值，所述复合值包括对应于电阻值的实数部分和对应于非零电抗的虚数部分。

50.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述用于滤波的装置包括低通滤波器、高通滤波器或其任何组合中的至少一者。

51.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述用于滤波的装置包括具有所述用于驱动的装置的操作频率的3dB带宽的3极巴氏滤波器。

52.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述用于滤波的装置的截止频率高于或低于所述用于驱动的装置的操作频率。

53.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述用于滤波的装置进一步经配置以实质上移除由在操作频率下操作的所述驱动器电路产生的信号的谐波分量。

54.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其中提供到所述用于发射的装置的功率量随着所述阻抗的电阻部分的量增加而增加。

55.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其中在所述用于驱动的装置输出最大功率量时所述阻抗的第一量值高于在提供所述用于驱动的装置的最大效率时所述阻抗的第二量值。

56.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其中所述用于滤波的装置包括电抗电路的梯形网络，所述电抗电路中的每一者包括电抗组件的组合。

57.根据权利要求39-45中任一权利要求所述的发射器装置，其进一步包括用于移位阻抗的装置，所述用于移位阻抗的装置经配置以引起所述用于驱动的装置与所述用于滤波的装置之间的电抗移位。

58.一种用于设计电力发射器设备的方法，所述方法包括：

选择包含驱动器电路、滤波器电路和阻抗移位元件的元件群组中的至少两个元件的特性；以及

基于所述至少两个元件的所述选定特性确定非选定元件的特性，使得所述驱动器电路在复合阻抗值的范围上在与最大效率相差不超过20％的水平下操作，所述范围由第一实数阻抗值和第二实数阻抗值定义，所述第一实数阻抗值与所述第二阻抗值的比率为至少2比1。

59.根据权利要求58所述的方法，其中所述滤波器电路包括包括可变数目的极的梯形网络电路。

60.根据权利要求58所述的方法，其中所述驱动器电连接到所述阻抗移位元件和所述滤波器电路。

61.根据权利要求58所述的方法，其中所述驱动器电路的特性包括驱动器电路频率和驱动器电路阻抗中的至少一者。

62.根据权利要求58所述的方法，其中所述滤波器电路的特性包括极的数目、选自低通滤波器、高通滤波器或其组合的滤波器电路的类型、特性阻抗以及截止频率中的至少一者。

63.根据权利要求58所述的方法，其中所述阻抗移位元件的特性包括阻抗移位的量。

64.根据权利要求58-63中任一权利要求所述的方法，其中所述驱动器电路包括开关放大器电路，所述开关放大器电路为包含至少E类放大器电路的类型。

65.根据权利要求58-63中任一权利要求所述的方法，其中所述阻抗移位元件包括电感器、电容器或其任何组合中的至少一者。

66.根据权利要求58-63中任一权利要求所述的方法，其中所述驱动器电路包括开关放大器电路，所述开关放大器电路为包含至少E类放大器电路的类型，其中滤波器电路电连接在所述开关放大器的串联电感器与所述开关放大器电路的串联电容器之间。

67.根据权利要求58-63中任一权利要求所述的方法，其中所述阻抗移位元件包括所述驱动器电路中固有的串联元件中的一者。

68.根据权利要求58-63中任一权利要求所述的方法，其中所述比率为至少5比1和至少10比1中的一者。

69.根据权利要求68所述的方法，其中所述第一实数阻抗值实质上包括8欧姆，且所述第二实数阻抗值实质上包括80欧姆。

70.根据权利要求58-63中任一权利要求所述的方法，其中所述比率为第一比率，其中所述范围进一步由第一虚数阻抗值和第二虚数阻抗值定义，其中所述第一虚数阻抗与所述第二虚数阻抗值之间的差的第一量值和所述第一实数阻抗值与所述第二实数阻抗值之间的差的第二量值的第二比率实质上等于1比2、2比3、1比1、3比2和2比1中的至少一者。

71.根据权利要求70所述的方法，其中所述第一实数阻抗值实质上为4欧姆，其中所述第二实数阻抗值实质上为40欧姆，其中所述第一虚数阻抗值实质上为-4欧姆，且其中所述第二虚数阻抗值实质上为50欧姆。