CN103501114A - 具有临界导通模式的反激变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及开关电源控制技术。本发明公开了一种具有临界导通模式的反激变换器。本发明的技术方案是，具有临界导通模式的反激变换器，包括逻辑控制模块、驱动模块、功率开关管、基准模块和保护电路模块，其特征在于，还包括原边采样模块、边界导通比较器、误差放大器、电阻R1、电容C1、开关S1、采样保持模块；所述逻辑控制模块根据基准模块提供的各种基准电压和电流，与采集的信号进行比较，输出驱动信号，通过驱动模块对功率开关管的导通和关断进行控制，输出稳定的电压供给负载。本发明电路工作在介于连续模式和断续模式的临界导通模式下，具有较好的负载变化瞬态响应，电压尖峰更小，开关损耗更小。本发明特别适合用于医疗电子汽车电子等领域。

Description

具有临界导通模式的反激变换器

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，涉及开关电源控制技术，特别涉及一种具有临界导通模式的反激变换器。

技术背景

开关电源的发展中，出现了3种基本的拓扑结构，升压型（Boost）、降压型（Buck）和升压-降压（Boost-Buck）型结构，三种结构都有各自的优点和缺点。而反激变换器是从升压-降压基本结构衍生出来的。通常可以等效为升压-降压的结构形式。反激变换器的基本组成结构包括逻辑控制模块、驱动模块、功率开关管、基准模块和保护电路模块等。逻辑控制模块根据基准模块提供的各种基准电压和电流，与采集的信号进行比较，输出驱动信号，通过驱动模块对功率开关管的导通和关断进行控制，输出稳定的电压供给负载。保护模块主要是提供各种保护功能，如过压、过流、超温等。对于不同的电路模式，逻辑控制模块的结构有所不同。

反激变换器使用了变压器，并通过变压器实现了输出和输入的隔离，因此反激变换器特别适用在具有较高安全要求的场合和应用条件下，比如医疗电器、汽车电器等领域。反激变换器在开关管导通期间，通过开关管对变压器原边电感充电储存能量，变压器副边由于整流二极管反偏，所以不会给负载和电容提供能量。反激变换器在开关管关断期间，储存在变压器原边的能量，通过变压器副边和整流二极管将能量提供给负载并补偿开关管导通期间电容损失的能量。根据开关管开启时，副边电流是否变为零可以将反激变换器划分为断续导通模式（DCM）和连续导通模式（CCM）。断续导通模式下，系统传输函数中不含右半平面零点，所以其负载电流突变的瞬态响应更快且引起输出电压的波动尖峰更低。而在断续导通模式下，由于有右半平面零点的存在，必须减少误差放大器的带宽才能使反馈环稳定，从而也使得误差放大器的补偿网络更加复杂。而临界导通模式（BCM）则是工作在断续导通和连续导通的分界点，在该模式下，负载电流刚好降为零，然后开关管就开始导通。开关管的损耗会更小。当负载发生变化时，其开关频率也会发生变化。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，就是提供一种具有临界导通模式的反激变换器，改善开关电源性能。

本发明解决所述技术问题，采用的技术方案是，具有临界导通模式的反激变换器，包括逻辑控制模块、驱动模块、功率开关管、基准模块和保护电路模块，其特征在于，还包括原边采样模块、边界导通比较器、误差放大器、电阻R1、电容C1、开关S1、采样保持模块；所述逻辑控制模块根据基准模块提供的各种基准电压和电流，与采集的信号进行比较，输出驱动信号，通过驱动模块对功率开关管的导通和关断进行控制，输出稳定的电压供给负载；

所述原边采样模块与变压器原边和功率开关管连接，检测功率开关管的电压和电源电压，通过这两个电压来判断反激过程中负载放电情况，并且通过边界导通比较器，使反激变换器工作在临界导通模式下，所述边界导通比较器连接逻辑控制模块和原边采样模块；

所述误差放大器通过采样保持模块与逻辑控制模块连接，电阻R1、电容C1、开关S1构成误差放大器的补偿网络，逻辑控制模块通过开关S1控制电阻R1、电容C1的连接，实现临界导通模式下的负载电流恒流要求。

具体的，所述逻辑控制模块包括控制器、电流比较器、低电流振荡器、电流放大器和峰值电流比较器。

可选的，所述功率开关管为外置器件或内置器件。

具体的，所述功率开关管为场效应晶体管。

进一步的，所述逻辑控制模块通过检测场效应晶体管的源极采样电阻上的电压信号，得到开关管导通时的电感电流，限制变压器原边的峰值电流，并设定负载的电流值。

具体的，所述功率开关管为绝缘栅双极型晶体管或双极型晶体管。

本发明的有益效果是，电路工作在介于连续模式和断续模式的临界导通模式下，具有较好的负载变化瞬态响应，电压尖峰更小，所需外围元件更少，所占尺寸和空间小，临界导通下的功率器件的开关损耗更小。

附图说明

图1是本发明的结构示意图；

图2是误差放大器和电阻R1、电容C1和开关S1的等效电路图；

图3是误差放大器及其补偿网络的一种连接关系示意图；

图4是误差放大器及其补偿网络的另一种连接关系示意图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例，详细描述本发明的技术方案。

本发明的反激变换器，结构如图1所示，包括逻辑控制模块100、驱动模块1010、功率开关管1011、基准模块1012和保护电路模块1013，原边采样模块101、边界导通比较器106、误差放大器102、电阻R1、电容C1、开关S1、采样保持模块103。逻辑控制模块100根据基准模块1012提供的各种基准电压和电流，与采集的信号进行比较，输出驱动信号，通过驱动模块1010对功率开关管1011的导通和关断进行控制，输出稳定的电压供给负载。

原边采样模块106与变压器T0原边和功率开关管1011连接，检测功率开关管1011的电压和电源电压，通过这两个电压来判断反激过程中负载放电情况，并且通过边界导通比较器106，使反激变换器工作在临界导通模式下，边界导通比较器106输出端连接逻辑控制模块100和原边采样模块101；

误差放大器102通过采样保持模块103与逻辑控制模块100连接，电阻R1、电容C1、开关S1构成误差放大器102的补偿网络，逻辑通控制模块100通过开关S1控制电阻R1、电容C1的连接，实现临界导通模式下的负载电流恒流要求。

实施例

本例功率开关管功率开关管1011为内置器件，采用场效应晶体管，其源极通过电阻R4接地。本例误差放大器102的反相输入端通过电阻R2和R3组成的分压网络，基准电压V2连接。误差放大器102的补偿网络中，电阻R1受开关S1的控制，可以接地或与电容C1并联，电容C1始终本例在误差放大器102同相输入端和输出端之间。

本例反激变换器结构如图2所示，本例逻辑控制模块100包括控制器105、电流比较器104、低电流振荡器107、电流放大器108和峰值电流比较器109。

电流比较器104输出信号与控制器105连接，电流比较器104输入端分别连接采用保持模块103和电流放大器108，电流放大器108同相输入端与电阻R4连接，反相输入端接地。峰值电流比较器109输出端接控制器105，其反相输入端接电阻R4，同相输入端接基准电压V3。

逻辑控制模块100中的控制器105通过峰值电流比较器109检测场效应晶体管的源极采样电阻R4上的电压信号，得到开关管导通时的电感电流，限制变压器原边的峰值电流，并设定负载的电流值。

低电流振荡器107用于产生固定频率的方波，当负载D1的电流比较小时，误差放大器环路的工作频率高于低电流振荡器的固定频率时，则有低电流振荡器107去触发控制器105的S端。

下面描述本例反激变换器工作过程：

在驱动模块1010输出的驱动信号为高电平时，也即时间内，功率器件1011导通，电源通过功率器件和采样电阻R4给变压器T0的原边电感充电。T0原边线圈的电流线性上升，该电流通过采样电阻R4和电流放大器108放大接到电流比较器104的负输入端，当T0原边的电流值上升到电流比较器104的正输入端或者峰值电流比较器109的正输入端基准电压V3时，电流比较器104的输出发生反转，从而产生控制信号送到控制器105的R端，通过逻辑处理，使驱动信号变低，从而使功率器件1011关断。在驱动信号为高电平时，变压器T0副边的整流二极管D0承受反相电压，D0不导通，从而负载D1从负载电容C2上获得能量。

当驱动模块1010输出的驱动信号变低后，功率器件1011关断，变压器T0的原边电流通路断开，原边线圈上的能量产生的反相电动势使得副边线圈导通，即同名端电压先对于异名端为正，副边整流二极管D0导通，为负载D1提供能量，同时为负载电容C2补充能量。副边线圈上的电压为

V_sec=V_o+V_d

其中，V_o为输出电压，V_d为整流二极管D0上的压降。

对于匝比为N:1的变压器T0，其原边线圈上的电压为

V_pri=N*V_sec

即功率器件1011的漏极电压为

V_D=V_pri+V_in

其中，V_in为输入电压，也即功率器件1011的漏接电压比输入电压高V_pri。

当负载放电完成后，功率开关管1011的漏极电压开始下降，并且由于功率开关管的寄生电容的存在，变压器T0的原边电感和功率器件的寄生电容相互作用，在Vin电压附近产生震荡。通过原边采样模块101检测变压器T0的原边线圈两端的电压差，并通过边界导通比较器106与基准模块1012的基准电压V1进行比较，产生控制信号输入控制器105的S端，从而使驱动模块1010输出高电平，来开启功率器件1011，功率器件重新导通。使反激变换器工作在临界导通模式下。

从图2中可以看到，误差放大器102的正输入端接电压基准V2经分压后的电压，即误差放大器正输入端电压V_ref为

$V_{\mathrm{ref}}=\frac{R3}{R2+R3}*V2$

其中V2是基准模块1012的基准电压V2。

系统稳态时，设误差放大器102的输出电压为V_m，也即电流比较器104的正输入端电压为V_m，稳态时，设其周期为T，导通时间为T_on，截止时间为T_off。则有T=T_on+T_off。

从图3中可以看到，在T_on阶段，输出对V_ref积分，此时有

$\frac{\mathrm{dVm}}{\mathrm{dt}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R1*C1}$

则有在T_on时间段内V_m的变化量ΔV_m为

$\mathrm{\Δ}{V}_m=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R1*C1}*T_{\mathrm{on}}$

从图4可以看到，在T_off阶段（驱动模块1010输出的驱动信号为低电平时），输出电压V_m的变化量ΔV’_m远远小于（V_m-V_ref）的大小。此阶段有

$\frac{\mathrm{dVm}}{\mathrm{dt}}=\frac{V_m-V_{\mathrm{ref}}}{R1*C1}$

则有在T_off时间段内V_m的变化量ΔV’_m为

$\mathrm{\Δ}{V}_m^{,}=\frac{V_m-V_{\mathrm{ref}}}{R1*C1}*T_{\mathrm{off}}$

稳态时，T_on时间段内V_m的变化量ΔV_m和T_off时间段内V_m的变化量ΔV’_m相等。

即

ΔV_m=ΔV’_m

$V_m=\frac{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}}}{T_{\mathrm{off}}}*V_{\mathrm{ref}}$

设负载电流为I_o，变压器原边峰值电流为I_peak1，变压器副边峰值电流为I_peak2。变压器副边电流是三角波，负载电流I_o为

$I_o=\frac{I_{\mathrm{peak}2}}{2}*\frac{T_{\mathrm{off}}}{T}=\frac{I_{\mathrm{peak}2}}{2}*D^{,}$

其中 $D^{,}=\frac{T_{\mathrm{off}}}{T_{\mathrm{off}}+T_{\mathrm{on}}}=\frac{T_{\mathrm{off}}}{T}$

而变压器原边电感峰值电流I_peak1和副边电感峰值电流I_peak2关系如下，

I_peak2=N*I_peak1

设电流放大器108的放大倍数为M，电流比较器的负输入端电压为V_n，则有

V_n=M*I_peak1*R4

由以上几个公式可以得到

又由V_m=V_n，可以得到

$I_o=\frac{N*V_{\mathrm{ref}}}{2*M*R4}$

其中，N为变压器的匝比，M为电流放大器108的增益。

因此，可以通过设置V_ref和电阻R4来设置负载的电流大小。

本发明的反激变换器，功率开关管除了可以采用上述场效应晶体管外，也可以采用绝缘栅双极型晶体管或双极型晶体管，只要对其引脚连接进行相应调整即可。

Claims (6)

1.具有临界导通模式的反激变换器，包括逻辑控制模块、驱动模块、功率开关管、基准模块和保护电路模块，其特征在于，还包括原边采样模块、边界导通比较器、误差放大器、电阻R1、电容C1、开关S1、采样保持模块；所述逻辑控制模块根据基准模块提供的各种基准电压和电流，与采集的信号进行比较，输出驱动信号，通过驱动模块对功率开关管的导通和关断进行控制，输出稳定的电压供给负载；

所述原边采样模块与变压器原边和功率开关管连接，检测功率开关管的电压和电源电压，通过这两个电压来判断反激过程中负载放电情况，并且通过边界导通比较器，使反激变换器工作在临界导通模式下，所述边界导通比较器连接逻辑控制模块和原边采样模块；

所述误差放大器通过采样保持模块与逻辑控制模块连接，电阻R1、电容C1、开关S1构成误差放大器的补偿网络，逻辑控制模块通过开关S1控制电阻R1、电容C1的连接，实现临界导通模式下的负载电流恒流要求。

2.根据权利要求1所述的具有临界导通模式的反激变换器，其特征在于，所述逻辑控制模块包括控制器、电流比较器、低电流振荡器、电流放大器和峰值电流比较器。

3.根据权利要求1或2所述的具有临界导通模式的反激变换器，其特征在于，所述功率开关管为外置器件或内置器件。

4.根据权利要求3所述的具有临界导通模式的反激变换器，其特征在于，所述功率开关管为场效应晶体管。

5.根据权利要求4所述的具有临界导通模式的反激变换器，其特征在于，所述逻辑控制模块通过检测场效应晶体管的源极采样电阻上的电压信号，得到开关管导通时的电感电流，限制变压器原边的峰值电流，并设定负载的电流值。

6.根据权利要求3所述的具有临界导通模式的反激变换器，其特征在于，所述功率开关管为绝缘栅双极型晶体管或双极型晶体管。

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