CN103427768B - 多路输出信号间相对时延的校准方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多路输出信号间相对时延的校准方法，包括如下步骤：通过每一个接收通道的前置衰减器(9)调整来自目标模拟器(8)的模拟信号的功率大小；通过变频器(10)将来自前置衰减器(9)的模拟信号与来自可变本振源(1)的本振信号进行混频；通过中频放大器(11)对混频后的模拟信号依次进行滤波处理和放大处理；通过数据采集模块(6)对来自四个接收通道的中频放大器(11)的模拟信号进行采样处理；通过计算机(7)分别计算来自第一接收通道(2)的数字信号与来自第二接收通道(3)、第三接收通道(4)和第四接收通道(5)的数字信号间的相对时延；对来自第一接收通道(2)的数字信号与来自第二接收通道(3)、第三接收通道(4)和第四收通道(5)的数字信号间的相对时延进行不确定度分析。

Description

多路输出信号间相对时延的校准方法

技术领域

本发明涉及一种多路信号间相对时延的校准技术领域，特别涉及一种多路输出信号间相对时延的校准方法，该校准方法适用于目标模拟器的多路输出信号间相对时延的校准。

背景技术

目标模拟器通过输出多路信号来模拟飞行器等目标的飞行轨迹，其输出的多路信号之间存在相对时延，并且该相对时延通常是可变的。实际应用中，通常对目标模拟器输出的多路信号间相对时延的精度要求较高，因此需要精确校准目标模拟器的多路输出信号的相对时延。实际应用中，要模拟的目标具有多样性，因此目标模拟器的输出信号也有多种类型，例如目标模拟器的输出信号可以是雷达脉冲信号或噪声干扰信号，也可以是用于飞行器之间相互通信的JTIDS信号、IFF信号或TACON信号。因此，用于校准目标模拟器的多路输出信号间相对时延的方法就需要能够同时满足适用信号类型多和校准精度高的要求。

如果目标模拟器的输出信号是雷达脉冲信号，现有技术的校准方法仅适用于大功率的输出信号的相对时延校准，而不适用于小功率的输出信号的相对时延校准。对小功率的输出信号，由于信噪比的降低会引入不确定度，导致校准的精确度降低。如果目标模拟器的输出信号是除雷达脉冲信号以外的信号，例如噪声干扰信号或者JTIDS通信信号，由于缺乏信号相关处理等测试手段，现有技术的校准方法难以完成高精确度的相对时延校准。

综上，现有技术中，用于校准目标模拟器的多路输出信号的相对时延的方法存在如下缺点：

(1)适用信号类型少；

(2)校准精度低。

发明内容

本发明的目的是提供一种多路输出信号间相对时延的校准方法。

本发明提供的多路输出信号间相对时延的校准方法包括如下步骤：

通过每一个接收通道的前置衰减器调整来自目标模拟器的模拟信号的功率大小，并将调整后的模拟信号发送至变频器；

通过变频器将来自前置衰减器的模拟信号与来自可变本振源的本振信号进行混频，并通过变频器将混频后的模拟信号发送至中频放大器；

通过中频放大器对混频后的模拟信号依次进行滤波处理和放大处理，并将放大处理后的模拟信号发送至数据采集模块；

通过数据采集模块对来自四个接收通道的中频放大器的模拟信号同时进行采样处理，并将采样处理后的模拟信号转换为数字信号存储于数据采集模块的存储器中；

通过计算机分别计算来自第一接收通道的数字信号与来自第二接收通道、第三接收通道和第四收通道的数字信号间的相对时延；

对来自第一接收通道的数字信号与来自第二接收通道、第三接收通道和第四收通道的数字信号间的相对时延进行不确定度分析。

优选地，所述步骤“通过变频器将来自前置衰减器的模拟信号与来自可变本振源的本振信号进行混频，并通过变频器将混频后的模拟信号发送至中频放大器”为：

当来自前置衰减器的模拟信号的频率小于或等于频率阈值时，通过变频器将来自前置衰减器的模拟信号直接发送至中频放大器；

当来自前置衰减器的模拟信号的频率大于频率阈值时，通过变频器将来自前置衰减器的模拟信号与来自可变本振源的本振信号进行混频，并通过变频器将混频后的模拟信号发送至中频放大器。

进一步优选地，所述频率阈值为2.3GHz。

进一步优选地，混频后的信号的频率为2GHz。

优选地，所述步骤“通过计算机分别计算来自第一接收通道的数字信号与来自第二接收通道、第三接收通道和第四收通道的数字信号间的相对时延”包 括如下子步骤：

通过网线将数据采集模块的存储器中存储的四组数字信号分别读入计算机的存储器，并将来自第一接收通道的数字信号标记为参考信号；

将参考信号分别与来自第二接收通道、第三接收通道和第四收通道的数字信号进行互相关运算并得到三组互相关数据；

分别计算三组互相关数据的最大值，得到三个互相关峰值；

根据三个互相关峰值偏离各自中心点的位置得到来自第一接收通道的数字信号与来自第二接收通道、第三接收通道和第四收通道的数字信号间的相对时延。

进一步优选地，所述互相关运算的计算公式为：

$R_{\mathrm{xy}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^{T}x\left(t\right)y(t+\mathrm{\τ})\mathrm{dt}$

公式中，x(t)为参考信号；y(t+τ)为除参考信号外的信号；R_xy(τ)为互相关函数；t为时间变量；τ为时间延迟值；T为互相关周期。

优选地，所述不确定度分析包括计算校准系统的合成标准不确定度和扩展不确定度。

进一步优选地，所述合成标准不确定度包括测量重复性引入的第一不确定度分量、路径误差引入的第二不确定度分量、A/D采样引入的第三不确定度分量、以及计算机运算引入的第四不确定度分量，且该四项不确定度分量互不相关。

进一步优选地，所述合成标准不确定度的计算公式为：

$u_c=\sqrt{u_1^2+u_2^2+u_3^2+u_4^2}$

公式中，u₁为第一不确定度分量；u₂为第二不确定度分量；u₃为第三不确定度分量；u₄为第四不确定度分量；u_c为合成标准不确定度。

进一步优选地，所述扩展不确定度的计算公式为：

U＝ku_c

公式中，U为扩展不确定度；k为包含因子，且k=2。

本发明具有如下有益效果：

(1)本发明的校准方法能够校准多路输出信号间的相对时延，且校准精度较高；

(2)本发明的校准方法适用的信号类型较广泛，且操作简便；

(3)本发明的校准方法适用于目标模拟器的多路输出信号间的相对时延的校准，也适用于其它器件的多路输出信号间的相对时延的校准。

附图说明

图1为本发明实施例提供的多路输出信号的相对时延的校准方法使用的校准系统的示意图；

图2为本发明实施例提供的多路输出信号的相对时延的校准方法使用的校准系统的接收通道的示意图；

图3为本发明实施例提供的多路输出信号的相对时延的校准方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明的发明内容作进一步的描述。

如图1所示，本发明实施例提供的多路输出信号间相对时延的校准方法使用的校准系统包括：可变本振源1、第一接收通道2、第二接收通道3、第三接收通道4、第四接收通道5、数据采集模块6和计算机7。可变本振源1的四个输出端（图中未示出）通过射频电缆分别与第一接收通道2、第二接收通道3、第三接收通道4和第四收通道5的本振信号输入端（图中未示出）电连接。可变本振源1用于向第一接收通道2、第二接收通道3、第三接收通道4和第四收通道5发送本振信号。第一接收通道2、第二接收通道3、第三接收通道4和第四收通道5的模拟信号输入端（图中未示出）通过射频电缆分别与目标模拟器8的四个输出端（图中未示出）电连接。目标模拟器8用于向第一接收通道2、第二接收通道3、第三接收通道4和第四收通道5发送模拟信号。第一接收通道2、第二接收通道3、第三接收通道4和第四收通道5的输出端通过射频电缆分别与数据采集模块6的四个输入端（图中未示出）电连接。数据采集模块6的输出端通过网线与计算机7电连接。数据采集模块6具有四个信号 通道（图中未示出），以满足所述校准系统能够同时接收四路信号的要求。

在本实施例中，数据采集模块6选用例如Agilent公司的数字示波器DSO9254A完成中频信号的采样存储功能。数据采集模块6的采样速率高达10GSa/s，且其信号带宽高达2.5GHz，从而保证了采样后的数字信号信息完整，有助于实现高精度的时延测量。另外，数据采集模块6的每一个信号通道的存储深度高达100Mpts，使得数据采集模块6在采样频率为10GSa/s的情况下仍然能够存储时长为5ms的数字信号，为后续用数字相关方法提取时延值提供了数据支持。

如图2所示，所述校准系统的每一个接收通道包括前置衰减器9、变频器10和中频放大器11。前置衰减器9与目标模拟器8电连接，变频器10与可变本振源1电连接，中频放大器11与数据采集模块6电连接。

如图3所示，本实施例提供的多路输出信号间相对时延的校准方法包括如下步骤：

S1：通过每一个接收通道的前置衰减器9调整来自目标模拟器8的模拟信号的功率大小，并将调整后的模拟信号发送至变频器10；本实施例中，来自目标模拟器8的模拟信号的功率大小的数值范围为-40dBm～30dBm，通过每一个接收通道的前置衰减器9调整该模拟信号的功率大小，调整后的模拟信号的功率大小的数值范围为-40dBm～-30dBm，并将调整后的功率大小的数值范围为-40dBm～-30dBm的模拟信号发送至变频器10；

S2：通过变频器10将来自前置衰减器9的模拟信号与来自可变本振源1的本振信号进行混频，并通过变频器10将混频后的模拟信号发送至中频放大器11；当来自前置衰减器9的模拟信号的频率小于或等于频率阈值时，通过变频器10将来自前置衰减器9的模拟信号直接发送至中频放大器11；当来自前置衰减器9的模拟信号的频率大于频率阈值时，通过变频器10将来自前置衰减器9的模拟信号与来自可变本振源1的本振信号进行混频，并通过变频器10将混频后的模拟信号发送至中频放大器11；在本实施例中，频率阈值为2.3GHz，当来自前置衰减器9的模拟信号的频率小于或等于2.3GHz时，通过变频器10将来自前置衰减器9的模拟信号直接发送至中频放大器11，此时变频器10不将来自前置衰减器9的模拟信号与来自可变本振源1的本振信号进行混频；当 来自前置衰减器9的模拟信号的频率大于2.3GHz时，通过变频器10将来自前置衰减器9的模拟信号与来自可变本振源1的本振信号进行混频，混频后的模拟信号的频率为2GHz，然后通过变频器10将混频后的模拟信号发送至中频放大器11；

S3：通过中频放大器11对混频后的模拟信号依次进行滤波处理和放大处理，并将放大处理后的模拟信号发送至数据采集模块6；在本实施例中，通过中频放大器11进行滤波处理的混频后的模拟信号的频率数值范围为-200MHz～200MHz，且滤波处理后该频率数值范围内无明显的杂散或交调信号；

S4：通过数据采集模块6对来自四个接收通道的中频放大器11的模拟信号同时进行采样处理，并将采样处理后的模拟信号转换为数字信号存储于数据采集模块6的存储器中，此时数据采集模块6中存储有来自第一接收通道2、第二接收通道3、第三接收通道4和第四收通道5的四组数字信号；

S5：通过计算机7分别计算来自第一接收通道2的数字信号与来自第二接收通道3、第三接收通道4和第四收通道5的数字信号间的相对时延；

S6：对步骤S5中得到的来自第一接收通道2的数字信号与来自第二接收通道3、第三接收通道4和第四收通道5的数字信号间的相对时延进行不确定度分析。

上述步骤S5包括如下子步骤：

S5.1：通过网线将数据采集模块6的存储器中存储的四组数字信号分别读入计算机7的存储器，并将来自第一接收通道2的数字信号标记为参考信号；

S5.2：将参考信号分别与来自第二接收通道3、第三接收通道4和第四收通道5的数字信号进行互相关运算并得到三组互相关数据；

S5.3：分别计算三组互相关数据的最大值，得到三个互相关峰值；

S5.4：根据三个互相关峰值偏离各自中心点的位置得到来自第一接收通道2的数字信号与来自第二接收通道3、第三接收通道4和第四收通道5的数字信号间的相对时延。

在上述步骤S5.2中，互相关运算的计算公式为：

$R_{\mathrm{xy}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^{T}x\left(t\right)y(t+\mathrm{\τ})\mathrm{dt}$ 公式(1)

公式(1)中，x(t)为参考信号，即来自第一接收通道2的信号；y(t+τ)为除 参考信号外的信号，即来自第二接收通道3、第三接收通道4和第四收通道5的信号；R_xy(τ)为互相关函数；t为时间变量；τ为时间延迟值；T为互相关周期。

在上述步骤S6中，不确定度分析包括计算校准系统的合成标准不确定度和扩展不确定度。

合成标准不确定度包括测量重复性引入的第一不确定度分量、路径误差引入的第二不确定度分量、A/D采样引入的第三不确定度分量、以及计算机7运算引入的第四不确定度分量，且该四项不确定度分量互不相关。由上述四项不确定度分量计算所述校准系统的合成标准不确定度的计算公式为：

$u_c=\sqrt{u_1^2+u_2^2+u_3^2+u_4^2}$ 公式(2)

公式(2)中，u₁为第一不确定度分量；u₂为第二不确定度分量；u₃为第三不确定度分量；u₄为第四不确定度分量；u_c为合成标准不确定度。在本实施例中，第一不确定度分量u₁=0.194ns，第二不确定度分量u₂=0.06ns，第三不确定度分量u₃=2.89ps，第四不确定度分量u₄=55.74ps，根据公式(2)计算得到所述校准系统的合成标准不确定度为u_c=210.58ps。

根据合成标准不确定度即可计算得到校准系统的扩展不确定度。扩展不确定度的计算公式为：

U＝ku_c 公式(3)

公式(3)中，U为扩展不确定度；u_c为合成标准不确定度；k为包含因子，且k=2。扩展不确定度用于表征校准结果的可信程度，其提供的置信概率约为95%。在本实施例中，根据公式(3)计算得到所述校准系统的扩展不确定度为U=420ps。

应当理解，以上借助优选实施例对本发明的技术方案进行的详细说明是示意性的而非限制性的。本领域的普通技术人员在阅读本发明说明书的基础上可以对各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (9)

1.多路输出信号间相对时延的校准方法，其特征在于，该校准方法包括如下步骤：

通过每一个接收通道的前置衰减器(9)调整来自目标模拟器(8)的模拟信号的功率大小，并将调整后的模拟信号发送至变频器(10)；

通过变频器(10)将来自前置衰减器(9)的模拟信号与来自可变本振源(1)的本振信号进行混频，并通过变频器(10)将混频后的模拟信号发送至中频放大器(11)；

通过中频放大器(11)对混频后的模拟信号依次进行滤波处理和放大处理，并将放大处理后的模拟信号发送至数据采集模块(6)；

通过数据采集模块(6)对来自四个接收通道的中频放大器(11)的模拟信号同时进行采样处理，并将采样处理后的模拟信号转换为数字信号存储于数据采集模块(6)的存储器中；

通过计算机(7)分别计算来自第一接收通道(2)的数字信号与来自第二接收通道(3)、第三接收通道(4)和第四接收通道(5)的数字信号间的相对时延；

对来自第一接收通道(2)的数字信号与来自第二接收通道(3)、第三接收通道(4)和第四接收通道(5)的数字信号间的相对时延进行不确定度分析；

所述步骤“通过变频器(10)将来自前置衰减器(9)的模拟信号与来自可变本振源(1)的本振信号进行混频，并通过变频器(10)将混频后的模拟信号发送至中频放大器(11)”为：

当来自前置衰减器(9)的模拟信号的频率小于或等于频率阈值时，通过变频器(10)将来自前置衰减器(9)的模拟信号直接发送至中频放大器(11)；

当来自前置衰减器(9)的模拟信号的频率大于频率阈值时，通过变频器(10)将来自前置衰减器(9)的模拟信号与来自可变本振源(1)的本振信号进行混频，并通过变频器(10)将混频后的模拟信号发送至中频放大器(11)。

2.根据权利要求1所述的多路输出信号间相对时延的校准方法，其特征在于，所述频率阈值为2.3GHz。

3.根据权利要求1所述的多路输出信号间相对时延的校准方法，其特征 在于，混频后的信号的频率为2GHz。

4.根据权利要求1所述的多路输出信号间相对时延的校准方法，其特征在于，所述步骤“通过计算机(7)分别计算来自第一接收通道(2)的数字信号与来自第二接收通道(3)、第三接收通道(4)和第四接收通道(5)的数字信号间的相对时延”包括如下子步骤：

通过网线将数据采集模块(6)的存储器中存储的四组数字信号分别读入计算机(7)的存储器，并将来自第一接收通道(2)的数字信号标记为参考信号；

将参考信号分别与来自第二接收通道(3)、第三接收通道(4)和第四接收通道(5)的数字信号进行互相关运算并得到三组互相关数据；

分别计算三组互相关数据的最大值，得到三个互相关峰值；

根据三个互相关峰值偏离各自中心点的位置得到来自第一接收通道(2)的数字信号与来自第二接收通道(3)、第三接收通道(4)和第四接收通道(5)的数字信号间的相对时延。

5.根据权利要求4所述的多路输出信号间相对时延的校准方法，其特征在于，所述互相关运算的计算公式为：

公式中，x(t)为参考信号；y(t+τ)为除参考信号外的信号；R_xy(τ)为互相关函数；t为时间变量；τ为时间延迟值；T为互相关周期。

6.根据权利要求1所述的多路输出信号间相对时延的校准方法，其特征在于，所述不确定度分析包括计算校准系统的合成标准不确定度和扩展不确定度。

7.根据权利要求6所述的多路输出信号间相对时延的校准方法，其特征在于，所述合成标准不确定度包括测量重复性引入的第一不确定度分量、路径误差引入的第二不确定度分量、A/D采样引入的第三不确定度分量、以及计算机(7)运算引入的第四不确定度分量，且该四项不确定度分量互不相关。

8.根据权利要求6所述的多路输出信号间相对时延的校准方法，其特征在于，所述合成标准不确定度的计算公式为：

公式中，u₁为第一不确定度分量；u₂为第二不确定度分量；u₃为第三不确定度分量；u₄为第四不确定度分量；u_c为合成标准不确定度。

9.根据权利要求6所述的多路输出信号间相对时延的校准方法，其特征在于，所述扩展不确定度的计算公式为：

U＝ku_c

公式中，U为扩展不确定度；k为包含因子，且k＝2；u_c为合成标准不确定度。