CN103401539A - 一种脉宽调制器以及双向积分器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种脉宽调制器以及双向积分器。所述脉宽调制器包括：驱动器，联接以输出PWM信号的第一周期和随后的周期，每个周期包括从第一状态变化到第二状态的PWM信号，随后的周期包括从所述第一状态变化到所述第二状态的PWM信号；以及双向振荡器，以产生一振荡器信号，所述双向振荡器包括：第一频率调节电流源；第二频率调节电流源；第一电容器；第一切换参考电路；以及第一比较器。所述双向积分器包括：第一电流源；第二电流源；第一偏置电流源；第二偏置电流源；电容器；切换参考电路；以及比较器。

Description

一种脉宽调制器以及双向积分器
本申请是申请日为2010年6月1日、申请号为201010191889.8、名称为“具有双向积分器的脉宽调制器”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明总体涉及脉宽调制器，并且更具体而言，涉及具有双向积分器的脉宽调制器。
背景技术
脉宽调制器（PWM）是一种可以用在例如（但不限于）发动机控制、开关功率变换器，或数据传输等应用中的电路。脉宽调制器可输出一PWM信号，该PWM信号是一种在两个逻辑状态——诸如逻辑高状态和逻辑低状态——之间切换的逻辑信号。在一种PWM的设计中，电容器可被用于对表示输入信号的输入电流进行积分，以确定PWM信号在每个连续周期期间内的占空比。PWM信号被设计成根据一个或多个输入来改变占空比。更具体地，占空比可被限定为PWM信号位于特定逻辑状态的时间相对于给定时间周期的比值。一般而言，占空比是PWM信号位于逻辑高状态的时间相对于给定周期TS的量。周期TS，可被限定为PWM信号的一个完整循环的持续时间。更具体地，PWM信号的一个完整循环可以由当PWM信号切换到第一个状态时与当PWM信号再次切换到第一个状态时之间的持续时间来定义。
在设计PWM过程中的一个现实考虑是确定PWM信号的最大占空比。出于很多原因，这是很重要的。在包含用于积分的电容器的PWM中，有必要控制最大占空比使得能提供足够的时间允许电容器复位（放电），从而使电容器能够在下个周期Ts的开始处为积分做好准备。例如，如果最大占空比被设置为99%，同时保持PWM信号频率位于66KHz以上，电容器将仅具有周期的1%——也就是150ns——用于在下个周期TS开始之前复位电容器。
使问题进一步复杂化的是，所用电容器的设计在低电压下还可能有非线性变化的电容量。为了保持脉宽调制器的正确功能，对电容器能于其间进行积分的电压范围进行偏移，使得对输入电流的积分发生在电容器值运行在线性范围内的情形下。例如，由于用于集成电路中的电容器的材料的特性，当电容器上的电压低于1V时，电容器可能不连续地积分，因此电容器仅从偏置电压为1V时开始积分。这就阻止了电容器使用接地点（0V）以及阻止了电容器被复位到零伏。因此，因为高占空比（如99%），电容器必须不仅能在短时间内复位，并且需要复位到一个预先预定的电压参考值（如1V），以避免在电容器的非线性区内进行积分。
在一个例子中，LED（发光二极管）光源由直流电源提供能量。因为能量一般经过作为高压交流电源的墙上插座传递，需要使用例如功率变换器的装置将高电压交流电源转换成LED光源可用的直流电源。在操作中，包含在功率变换器中的功率变换器控制器可以输出PWM信号来驱动功率变换器的功率开关，以控制传输到LED光源的能量。在一个例子中，表示在LED光源处的输出电压和/或输出电流的反馈信息可被输入进PWM，以调整PWM信号的占空比。这样，在功率变换器的输出端的预期输出电压、输出电流，和/或输出功率可以被控制。
附图说明
本发明的非限制及非穷尽性的实施方案和实施例通过参考下列附图进行描述，其中在各个视图中，相同的附图标记表示相同的部件，除非另有说明。
图1是一功能方块图，其示出了根据本发明的教导的一个包括双向积分器和定时器的示例脉宽调制器（PWM）。
图2进一步示出了根据本发明的教导的包含在图1的示例PWM中的双向积分器。
图3是一时序图，其示出了根据本发明的教导的与图1中的PWM相关的信号的特定波形。
图4是一功能方块图，其示出了根据本发明的教导的一个包括双向积分器和双向振荡器的脉宽调制器（PWM）。
图5是一时序图，其示出了根据本发明的教导的与图4中的PWM相关的信号的特定波形。
图6进一步示出了根据本发明的教导的包括在图4的示例PWM中的双向积分器。
图7是一功能方块图，其示出了根据本发明的教导的一个包括双向积分器和双向振荡器的脉宽调制器（PWM），所述双向振荡器包括附加的偏置电流源（offset current source）。
具体实施方案
公开了：一个双向积分器被包含在PWM中，以允许增大PWM信号的最大占空比。更具体地，PWM信号在一个周期内的占空比是通过将电容器从第一参考值充电到第二参考值被设置的，并且该PWM信号在随后的周期内的占空比是通过将电容器从第二参考值放电到第一参考值而被设置。然而，对于本领域的一个普通技术人员而言明了的是，不必使用特定细节来实践本发明。在其他实例中，为避免模糊本发明，没有详细描述众所周知的材料或方法。
贯穿本说明书所参引的“一个实施方案”，“实施方案”，“一个实施例”或“实施例”意指，相关于所述实施方案或实施例所描述的具体特征、结构或特性包含在本发明的至少一个实施方案中。因此，在整个说明书的不同地方出现的术语“在一个实施方案中”、“在实施方案中”、“一个实施例”或“实施例”并不必然都指向相同的实施方案或实施例。而且，所述具体特征、结构或特性可以任何合适的组合和/或子组合被结合在一个或多个实施方案或实施例中。此外，应理解此处提供的附图是用于对本领域普通技术人员进行解释的目的，并且附图不必然按比例画出。
现参考图1，一功能方块图示出了根据本发明的教导的一个脉宽调制器（PWM）100。在图1的示例实施方案中，PWM100包括双向积分器102、定时器104，和驱动器106。如图所示，双向积分器102被联接以将一占空比信号UDR输出到驱动器106，定时器104被联接以将一脉冲信号UPULSE输出到驱动器106。如进一步所示，驱动器106输出一高的最大占空比PWM信号UPWM——其从此处开始称作PWM信号UPWM。在一个实施例中，PWM信号UPWM可被用于驱动功率变换器的功率开关，或可用作数据传输信号，或控制发动机的驱动。在操作中，双向积分器102响应于输入信号UINPUT和脉冲信号UPULSE输出占空比信号UDR。在一个实施例中，输入信号UINPUT表示任何将根据该输入信号UINPUT的大小的变化而调整PWM信号UPWM的占空比的输入。在一个实施例中，输入信号UINPUT可以表示输入电压、输入电流，和/或功率变换器的输出电压，但不限于这些。在另一个实施例中，输入信号UINPUT可以表示用于控制发动机的输出的反馈信号。
如图所示，双向积分器包括充电电路108、放电电路110、电容器112、切换参考电路114，和比较器116。在操作中，定时器104将脉冲信号UPULSE输出到驱动器106从而为PWM信号UPWM设置连续周期TS。更具体地，脉冲信号UPULSE每被脉冲触发一次，驱动器106就将PWM信号UPWM设置到逻辑高状态。在一个实施方案中，脉冲信号UPULSE为PWM信号UPWM设置一个恒定周期TS。在另一个实施方案中，定时器104可响应于附加的输入来改变脉冲信号UPULSE，以改变PWM信号UPWM的连续周期TS的长度。在一个实施方案中，定时器104可限制脉冲信号UPULSE的连续周期TS的长度，以防止PWM信号UPWM降低至最小PWM频率以下，该最小PWM频率可由使用PWM100的应用所指定。
在一个示例实施方案中，占空比信号UDR设置PWM信号UPWM的占空比。更具体地，占空比是PWM信号UPWM被设置在逻辑高状态的时间相对于其各个周期TS的比值。在操作中，充电电路108输出一输入电流IINPUT。在一个实施例中，输入电流IINPUT表示输入信号UINPUT。在操作中，输入电流IINPUT被电容器112接收。更具体地，电容器112在周期Ts1开始处开始对输入电流IINPUT积分，这与将PWM信号UPWM调整至逻辑高状态的脉冲信号UPULSE相一致。当电容器112上的电压VINT达到电压参考值VREFH时，比较器116输出一占空比信号UDR，该占空比信号UDR使得PWM信号UPWM从逻辑高状态切换成逻辑低状态。对于随后的周期TS2，通过把电容器112从高电压参考值VREFH放电到低电压参考值VREFL，电容器112将执行对输入电流IINPUT的积分。如同前面的周期，在周期TS2的开始处，定时器104脉冲触发UPULSE，该UPULSE使驱动器106将PWM信号UPWM设置到逻辑高状态。当电容器112上的电压达到低电压参考值VREFL时，比较器116输出一占空比信号UDR，该占空比信号UDR使PWM信号UPWM从逻辑高状态切换至逻辑低状态。在下一个周期TS3期间，再次通过把电容器112从电压参考值VREFL充电到电压参考值VREFH来执行积分。以这种方式，表示输入信号UINPUT的输入电流被积分，以控制PWM信号UPWM的占空比。通过使用根据本发明教导的上述双向积分技术，切换周期TS的最大占空比可以达到100%，因为在下个切换周期TS之前，不需要时间来将电容器112复位到开启电压。
在一个实施例中，电容器112是具有电容量的分立无源元件。在另一个实施例中，电容器112包括耦合在一起的数个分立无源元件，从而具有一个总的有效电容量。在又一个实施例中，电容器112包括一个或多个有源元件，有源元件为积分输入电流IINPUT提供有效的电容量。在再一个实施例中，电容器112可以包括根据本发明的教导的集成电路。
如图所示，切换参考电路114包括在电压参考值VREFH和电压参考值VREFL之间切换的开关118。在操作中，当电容器112在充电时，开关118位于位置A并且切换参考电路114表示电压参考值VREFH。当电容器112在放电时，开关118位于位置B并且切换参考电路114表示电压参考值VREFL。在一个实施例中，切换参考电路114输出一参考信号UREF，该参考信号UREF是指示所述开关118是位于位置A还是位于位置B的逻辑信号（也就是，切换参考电路114正在输出电压参考值VREFH，还是正在输出电压参考值VREFL）。
现参考图2，进一步示出了根据本发明的教导的图1中的双向积分器102。如图所示，充电电路108包括提供电流IINPUT的电流源202、第一开关SW1、逻辑与门204和反相器206。如进一步所示的，放电电路110包括吸收电流IINPUT的电流源208、第二开关SW2、逻辑与门210和反相器212。在操作中，当逻辑与门204的输出是逻辑高状态时，充电电路108使输入电流IINPUT传导通过开关SW1。在一个实施例中，逻辑与门204接收参考信号UREF和占空比信号UDR作为输入。根据示出的实施例，当切换参考电路114表示电压参考值VREFH时，参考信号UREF处于逻辑高状态，并且，当切换参考电路114表示电压参考值VREFL时，参考信号UREF处于逻辑低状态。作为一个结果，开关SW1传导输入电流IINPUT对电容器112进行充电，直到电容器112上的电压VINT达到参考电压VREFH。当电压VINT和参考电压VREFH基本相等时，通过比较器116将占空比信号UDR设置在逻辑高状态。作为一个结果，PWM信号UPWM被设置处于逻辑低状态。以这种方式，响应于输入电流IINPUT的积分，PWM信号UPWM周期TS1的占空比被控制。
继续该例子，通过将PWM信号UPWM从逻辑低状态设置到逻辑高状态，脉冲信号UPULSE启动随后的周期TS2的开始。在操作中，切换参考电路114可将开关118从位置A设置到位置B，使得响应于脉冲信号UPULSE，切换参考电路114表示电压参考值VREFL。在一个实施例中，每次脉冲信号UPULSE被设置到逻辑高状态时，切换参考电路114在位置A和B之间切换。以这种方式，对于PWM信号UPWM的周期TS2，切换参考电路114将从电压参考值VREFH被调整到电压参考值VREFL，如图3中的波形所示。在操作中，当逻辑与门210被设置至逻辑高状态时，放电电路110的开关SW2传导输入电流IINPUT。作为一个结果，开关SW2传导输入电流IINPUT直到电容器112上的电压VINT放电至参考电压VREFL。当电压VINT和参考电压VREFL基本相等时，通过比较器116将占空比信号UDR设置至逻辑低状态。结果，PWM信号UPWM被设置至逻辑低状态。以这种方式，通过使电容器112放电，响应于对输入电流IINPUT的积分，PWM信号UPWM的随后的周期TS2的占空比被控制。
总的来说，电容器112、充电电路108、放电电路110和比较器116起到双向积分器的作用，该双向积分器通过把电容器112充电至电压参考值VREFH来确定PWM信号UPWM的周期TS1的占空比，并通过把电容器112放电至电压参考值VREFL来确定PWM信号UPWM的随后的周期TS2的占空比。
现参考图3，一时序图示出了根据本发明的教导的PWM100的信号。如图所示，周期TS1被限定为在时间t0和t2之间，随后的周期TS2被限定为在时间t2和时间t4之间。如图所示，波形302示出了PWM信号UPWM。如图所示，脉冲信号UPULSE的波形304示出了在每个周期TS开始处的脉冲信号。在操作中，当脉冲信号UPULSE被设置成高逻辑状态（或被脉冲触发）时，PWM信号UPWM被设置成标记周期TS1和TS2开始的逻辑高状态。以这种方式，当PWM信号UPWM被设置成逻辑高状态时，PWM信号UPWM标记新周期TS的开始。如图所示，波形306示出在电容器112上的电压VINT，该波形306在时间t1达到电压参考值VREFH。如上描述，响应于VINT达到电压参考值VREFH，比较器116将占空比信号UDR设置到逻辑高状态。如图进一步示出，响应于占空比信号UDR切换逻辑状态，PWM信号UPWM从逻辑高状态切换到逻辑低状态。以这种方式，在周期TS1内，占空比信号UDR调整PWM信号UPWM的占空比。如波形308中所示，参考信号UREF处于位置A——其表示逻辑高状态——直到时间t2。在操作中，对于周期TS1，参考信号UREF设置在位置A，对于周期TS2，参考信号UREF设置在位置B。如图所示，在开始于时间t2的随后的时间周期TS2期间内，为了在接下来的周期TS2再次执行积分，电容器112在周期TS1时间内没有被复位。相反，双向积分器102通过使电容器112在电压参考值VREFH和VREFL间的充电和放电的交替来执行积分。如波形306中所示，在时间t1和t2期间内，电容器112上的电压VINT没有被放电以使电容器112复位从而允许在下个周期TS2通过充电来积分。相反，电容器112通过在时间t2和t3间的时间周期TS2期间对电容器112进行放电来执行积分。这为电容器112的积分实现了电容器112的基本为零的复位时间，并且PWM信号UPWM的占空比可以基本为100%。在一个实施例中，电压参考值VREFL从0V偏移，使得电容器112仅在电容器112的电容量值相对恒定的区域内对输入电流IINPUT积分。换句话说，在一个实施例中，电容器112仅在电容器112线性运行的电压范围之间充电和放电。在一个实施例中，VREFL可以基本等于1V。在另一实施例中，VREFL可以被设置为零。
现参考图4，一功能方块图示出了根据本发明的教导的一个示例脉宽调制器400。如图所示，脉宽调制器400包括双向积分器402、双向振荡器404、驱动器406和PWM逻辑电路408。在一个实施例中，双向积分器402和驱动器406分别表示PWM100的双向积分器102和驱动器106的可能实现方式。在一个实施例中，双向振荡器404执行与PWM100的定时器104相同的功能，即设置PWM信号UPWM的周期TS。如图所示，双向积分器402被联接以将占空比信号UDR输出到驱动器106，双向振荡器404被联接以将振荡器信号UOSC输出到驱动器406。在一个实施例中，振荡器信号UOSC在功能上类似于PWM100中所用的脉冲信号UPULSE。在操作中，可以设计振荡器信号来设置PWM信号UPWM的周期TS。如进一步所示，驱动器406输出一个高的最大占空比PWM信号UPWM—其从此处起称作PWM信号UPWM。在操作中，响应于输入信号UINPUT，双向积分器402输出占空比信号UDR。如图所示，双向振荡器包括电流源410、电流源412、开关SW3、开关SW4、开关SW6、电容器414、切换参考电路416、比较器418和反相器420。在一个实施例中，双向振荡器404以类似于双向积分器402的方式运行。在操作中，通过使用电流源410为电容器414充电，双向振荡器404为PWM信号UPWM设置周期TS1。类似地，通过使用电流源412为电容器414放电，振荡器信号UOSC设置随后的周期TS2。以这种方式，双向振荡器404输出振荡器信号UOSC，该振荡器信号为PWM信号UPWM设置随后的时间周期。在操作中，开关信号USW3被设置成逻辑高状态，以允许开关SW3在周期TS1内传导振荡器电流IOSC来对电容器414进行充电。相反地，开关信号USW4被设置成逻辑高状态，以允许开关SW4在随后的周期TS2内传导振荡器电流IOSC来对电容器414进行放电。如图所示，比较器418从电容器414接收一振荡器电压VOSC并且从切换参考电路416接收电压参考值。在操作中，当比较器418在逻辑状态之间切换时，开关信号USW6切换逻辑状态，该逻辑状态切换所述切换参考电路416的电压参考值。以这种方式，在PWM信号UPWM的每个周期TS开始处，切换参考电路416在电压参考值VREFH和电压参考值VREFL之间切换。此外，当比较器418切换逻辑状态时，振荡器信号UOSC指示驱动器406将PWM信号UPWM设置到逻辑高状态。
现参考图5，一时序图示出了根据本发明的教导的PWM400的信号。如图所示，周期TS1被限定为在时间t0和t2之间，随后的周期TS2被限定为在时间t2和t4之间。如图所示，波形502示出PWM信号UPWM，考虑了相对于PWM400的其他信号的时序参照。如进一步在波形504中所示，振荡器信号UOSC在时间t2和t4处切换逻辑状态，所述t2和t4标记周期TS1和随后的周期TS2的结束。如在波形506中所示，振荡器电压VOSC在周期TS1期间从参考电压VREFL增加到参考电压VREFH。当振荡器电压VOSC达到参考电压VREFH时，振荡器信号UOSC从逻辑低状态切换到逻辑高状态。如图所示，振荡器电压VOSC在随后的切换周期TS2期间从参考电压VREFH减少到参考电压VREFL。当振荡器电压VOSC达到参考电压VREFL时，振荡器信号UOSC从逻辑高状态切换到逻辑低状态。当振荡器信号UOSC切换逻辑状态时，PWM信号开始一新的周期TS并把PWM信号UPWM从逻辑低状态切换到逻辑高状态。以这种方式，UOSC设置PWM信号UPWM的连续周期TS。在一个实施例中，连续周期TS是恒定的，从而允许PWM信号UPWM保持恒定的频率。如波形508所示，当电容器424充电，波形510所示的积分电压VINT达到电压参考值VREFH时；或者当电容器424放电，积分电压VINT达到电压参考值VREFL时，占空比信号UDR切换逻辑状态。在另一个实施例中，振荡器电容器414和积分器电容器424是匹配的，以使得所述电容器414和424充电（或放电）至其中一个电压参考值的时间是相同的。在又一个实施例中，振荡器电容器414和积分器电容器424是匹配的，并且增加了一附加的偏置电流源，以保证积分器电容器424在下个切换周期开始之前完全地充电/放电到其参考电压，正如下面参考图6更详细讨论的。
现参考图6，一功能方块图示出了根据本发明的教导的具有附加的偏置电流源的示例PWM600。在一个实施例中，偏置电流源602和604被包括在PWM600中，以保证积分器电容器424在下个切换周期开始之前被充电/放电至其参考电压。例如，双向积分器606包括产生电流IOFF的附加的偏置电流源602和604。因此，在已示出的例子中，输入电流IINPUT等于偏置电流IOFF加上积分器电流IINT。在一个实施例中，偏置电流源602和604可以在电压参考值VREFH和电压参考值VREFL被设计成变化时使用。更具体地，偏置电流IOFF可以包含电压参考值VREFH和VREFL的变化。更具体地，电压参考值VREFH和VREFL可以有效地变化，并且仍可被实现为常数参考值。这允许实现如下的附加益处，即，有效地改变电压参考值并仍避免积分器电容器424不得不在下一个周期TS复位，因为积分器电容器424仍充电和放电至固定电压参考值。例如，当PWM信号UPWM用于开关功率变换器时，电压参考值VREFH和VREFL可以按双曲线函数变化。在另一个实施例中，偏置电流源602和604允许积分器电容器424在振荡器电容器（例如，图4中所示的振荡器电容器414）达到参考电压VREFH或VREFL之前达到参考电压VREFH或VREFL。更具体地，电流源602和604提供一个与振荡器电流（例如，图4中所示的振荡器电流IOSC）相等的固定电流，而积分器电流IINT是一个响应于输入信号UINPUT的可变电流。在另一个实施例中，振荡器电容器和积分器电容器424相匹配，使得如果相同的电流被注入到每个电容器，则每个电容器上产生的电压升将是相同的。振荡器电容器和积分器电容器的匹配可保证PWM信号UPWM的占空比的精确度在PWM600的温度和参数变化时得以保持。
在偏置电流IOFF等于振荡器电流IOSC的值以及响应于输入信号UINPUT的积分器电流IINT下，在每一个切换周期期间，积分器电容器424将在振荡器电容器达到电压参考值VREFH或VREFL之前达到电压参考值VREFH或VREFL。因此，在一个实施例中，振荡器电流将振荡器电容器充电至参考电压VREFH所花的时间大于输入电流IINPUT将积分器电容器424充电至参考电压VREFH所花的时间。类似地，振荡器电流将振荡器电容器放电至参考电压VREFL所花的时间大于输入电流IINPUT将积分器电容器424放电所花的时间。在另一个实施例中，通过以较快速度将积分器电容器424中的电流增加以达到电压参考值VREFH或VREFL，IOFFSET可被用于调整PWM信号UPWM的最大占空比。在一个实施方案中，电压参考值VREFH和VREFL对于积分器电容器424和振荡器电容器414可以是不同的值。
现参考图7，一功能方块图示出了根据本发明的教导的具有附加的电流源的示例PWM400。如图所示，附加的电流源702和704被包括在输出频率调节电流IFREQ1的双向积分器402中，附加的电流源706和708被包括在输出频率调节电流IFREQ2的双向振荡器404中。在一个实施例中，频率调节电流IFREQ1和IFREQ2可被调节从而改变PWM信号UPWM的频率并仍保持PWM信号UPWM的占空比不变。在一个实施例中，频率调节电流IFREQ1和IFREQ2可以变化。在另一个例子中，可以响应于输入（未显示）来调节频率调节电流IFREQ1和IFREQ2。在一个实施例中，这允许PWM信号UPWM频率的抖动。这个特征允许在特定范围内改变切换频率，以将切换谐波的能量分布在较大的频率范围并减少电磁干扰（EMI）。
上述对本发明所示出实施例的描述，包括在摘要中所描述的内容，不意在是穷尽的或者是对于所公开的精确形式的限制。由于本发明的具体实施方案和实施例是出于说明目的被描述的，在不偏离本发明的较宽精神和范围的情况下，各种等同的修改都是可能的。事实上，应理解，特定电压、电流、频率、功率范围值、时间等等，都被提供用于解释，并且根据本发明的教导，其他的值也可被用在其他实施方案和例子中。
可以按照上述详细说明书，对本发明的实施例进行这些修改。在下面的权利要求中使用的术语不应该被解释为将本发明限制在说明书和权利要求中所公开的特定实施方案。相反地，本发明的范围将完全由下面的权利要求决定，所述权利要求将根据权利要求解释的确定原则被解释。本说明书和附图相应地被认为是说明性的而非限制性的。

Claims (21)

1.一种脉宽调制器（PWM）,包括：
驱动器，其被联接用来输出一PWM信号的第一周期和随后的周期，其中，每个周期包括从第一状态变化到第二状态的PWM信号，并且其中，所述随后的周期包括从所述第一状态变化到所述第二状态的PWM信号；以及
双向振荡器，以产生一振荡器信号，所述双向振荡器包括：
第一频率调节电流源，其被联接以提供第一频率调节电流；
第二频率调节电流源，其被联接以吸收第二频率调节电流；
第一电容器，其被联接以通过在所述PWM信号的所述第一周期期间使用所述第一频率调节电流源进行充电来对所述第一频率调节电流进行积分，其中所述第一电容器还被联接以通过在所述PWM信号的所述随后的周期期间使用所述第二频率调节电流源进行放电来对所述第二频率调节电流进行积分；
第一切换参考电路，其被联接以响应于所述振荡器信号在所述PWM信号的所述第一周期期间输出第一参考电压，并响应于所述振荡器信号在所述PWM信号的所述随后的周期期间输出第二参考电压；
以及第一比较器，其被联接以比较所述第一切换参考电路的输出和所述第一电容器上的电压，并响应于此产生所述振荡器信号，其中所述驱动器响应于所述振荡器信号确定所述PWM信号的频率，且其中所述第一频率调节电流源和所述第二频率调节电流源分别改变所述第一频率调节电流和所述第二频率调节电流，以改变所述PWM信号的所述频率，从而将切换谐波的能量分布在一个频率范围上并减少电磁干扰（EMI）。
2.根据权利要求1所述的脉宽调制器，其中，所述第一频率调节电流和所述第二频率调节电流基本相等。
3.根据权利要求1所述的脉宽调制器，其中，所述第一参考电压大于所述第二参考电压。
4.根据权利要求1所述的脉宽调制器，其中，所述第一参考电压和所述第二参考电压都大于零。
5.根据权利要求1所述的脉宽调制器，其中，当在所述第一周期期间所述第一电容器上的电压达到所述第一参考电压时，以及当在所述随后的周期期间所述第一电容器上的电压达到所述第二参考电压时，所述驱动器通过将所述PWM信号从所述第二状态调整至所述第一状态，来确定所述PWM信号的所述频率。
6.根据权利要求1所述的脉宽调制器，还包括双向积分器，该双向积分器包括：
第一电流源，其被联接以提供第一输入电流，该第一输入电流表示一输入信号并随着所述输入信号的大小变化而改变；
第二电流源，其被联接以吸收第二输入电流，该第二输入电流表示所述输入信号并随着所述输入信号的大小变化而改变；
第三频率调节电流源，其被联接至所述第一电流源以提供第三频率调节电流；
第四频率调节电流源，其被联接至所述第二电流源以吸收第四频率调节电流；
第二电容器，其被联接以通过在所述PWM信号的所述第一周期期间使用所述第一电流源和使用所述第三频率调节电流源进行充电来对所述第一输入电流和所述第三频率调节电流之和进行积分，其中所述电容器还被联接以通过在所述PWM信号的所述随后的周期期间使用所述第二电流源和使用所述第四频率调节电流源进行放电来对所述第二输入电流和所述第四频率调节电流之和进行积分；
第二切换参考电路，其被联接以接收所述振荡器信号，其中所述切换参考电路被联接以响应于所述振荡器信号在所述PWM信号的所述第一周期期间输出第三参考电压，以及响应于所述振荡器信号在所述PWM信号的所述随后的周期期间输出第四参考电压；
以及第二比较器，其被联接以比较所述第二切换参考电路的输出和所述第二电容器上的电压，并响应于此产生占空比信号，其中所述驱动器通过响应于所述占空比信号将所述PWM信号调整至所述第二状态确定所述第一周期的第一占空比和所述随后的周期的随后的占空比，且其中所述第三频率调节电流源和所述第四频率调节电流源分别改变所述第三频率调节电流和所述第四频率调节电流，以相对于所述PWM信号的频率中的变化保持所述PWM信号的恒定的占空比。
7.根据权利要求6所述的脉宽调制器，其中，所述第一电容器和所述第二电容器匹配。
8.根据权利要求6所述的脉宽调制器，其中，所述第一电容器充电至所述第一参考电压的第一时间长度大于所述第二电容器充电至所述第三参考电压的第二时间长度。
9.根据权利要求6所述的脉宽调制器，其中，所述第三频率调节电流和所述第四频率调节电流基本相等。
10.根据权利要求6所述的脉宽调制器，其中，所述第三参考电压大于所述第四参考电压。
11.根据权利要求6所述的脉宽调制器，其中，所述第三参考电压和所述第四参考电压都大于零。
12.根据权利要求6所述的脉宽调制器，其中，所述输入电流表示一输入信号，该输入信号是电压、电流或者二者的结合。
13.根据权利要求6所述的脉宽调制器，其中，通过对所述第一电容器充电的积分和通过对所述第二电容器充电的积分都始于所述第一周期的开始处。
14.根据权利要求6所述的脉宽调制器，其中，通过将所述第一电容器放电的积分和通过将所述第二电容器放电的积分都始于所述随后的周期的开始处。
15.一种双向积分器，包括：
第一电流源，其被联接以提供第一输入电流，该第一输入电流表示一输入信号并随着所述输入信号的大小变化而改变；
第二电流源，其被联接以吸收第二输入电流，该第二输入电流表示所述输入信号并随着所述输入信号的大小变化而改变；
第一偏置电流源，其被联接以提供第一偏置电流；
第二偏置电流源，其被联接以吸收第二偏置电流；
电容器，其被联接以通过在当参考信号在第一逻辑状态时使用所述第一电流源和使用所述第一偏置电流源进行充电来对所述第一输入电流和所述第一偏置电流之和进行积分，其中所述电容器还被联接以通过在所述参考信号在第二逻辑状态时使用所述第二电流源和使用所述第二偏置电流源进行放电来对所述第二输入电流和所述第二偏置电流之和进行积分；
切换参考电路，其被联接以接收一脉冲信号，其中所述切换参考电路适合于响应于所述脉冲信号的第一脉冲输出第一参考电压，并且，响应于所述脉冲信号的随后脉冲输出第二参考电压；
以及比较器，其被联接以比较所述切换参考电路的输出与所述电容器上的电压。
16.根据权利要求15所述的双向积分器,其中，所述第一参考电压和所述第二参考电压是可变参考电压。
17.根据权利要求16所述的双向积分器,其中,所述第一参考电压和所述第二参考电压按双曲线函数变化。
18.根据权利要求16所述的双向积分器，其中，所述第一偏置电流源适合于包含所述第一参考电压中的变化，且其中所述第二偏置电流源适合于包含所述第二参考电压中的变化。
19.根据权利要求15所述的双向积分器,其中，所述切换参考电路被联接以产生所述参考信号，其中所述第一电流源被联接使其响应于处于所述第一逻辑状态的所述参考信号而被启用，并且其中，所述第二电流源被联接使其响应于处于所述第二逻辑状态的所述参考信号而被启用。
20.根据权利要求15所述的双向积分器,其中，所述第一电流源和所述第二电流源是可变电流源，每一个具有被联接以接收所述输入信号的控制输入端。
21.根据权利要求15所述的双向积分器,其中，所述第一电流源被联接使其在所述第二电流源启用时被禁止，并且其中，所述第二电流源被联接使其在所述第一电流源启用时被禁止。
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