CN103379057A

CN103379057A - 接收器电路以及由接收器电路所执行的方法

Info

Publication number: CN103379057A
Application number: CN2013101501169A
Authority: CN
Inventors: C.布哈赫尔
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2012-04-27
Filing date: 2013-04-26
Publication date: 2013-10-30
Anticipated expiration: 2033-04-26
Also published as: DE102013103980A1; US9374248B2; CN103379057B; US20130287078A1

Abstract

一种方法包括将接收信号与导频序列相关以确定相关结果的步骤。该方法还包括基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定信道估计的步骤，其中所观测参数包括相关结果。

Description

接收器电路以及由接收器电路所执行的方法

技术领域

本发明涉及移动通信。更具体来说，本发明涉及接收器电路以及由接收器电路所执行的方法。

背景技术

接收器电路可估计传输信道的性质。所估计的信道性质可用于均衡信号。接收器电路以及由接收器电路所执行的方法必须经常改进。具体来说，可能期望改进接收器电路以及其中执行的方法的质量和性能。

附图说明

在以下详细描述中，当结合附图来阅读时，借助示例使本公开的方面更加显而易见，其中：

图1是无线电通信系统100的示意框图；

图2是按照本公开的方法200的流程图；

图3是按照本公开的方法300的流程图；

图4是按照本公开的方法400的流程图；

图5是按照本公开的接收器电路500的示意框图；

图6是按照本公开的接收器电路600的示意框图；

图7是按照本公开的接收器电路700的示意框图；

图8是示出各种状况的信道估计均方误差的图表；以及

图9A至图9D是示出各种状况的吞吐量的图表。

具体实施方式

在以下详细描述中，参照形成其组成部分的附图，并且附图中通过举例说明示出可实施本公开的实施例。要理解，可利用其它实施例，并且可进行结构或逻辑变更，而没有背离本公开的范围。还要理解，本文所述的各个示范实施例的特征可相互结合，除非另加具体说明。因此，以下详细描述不是以限制性意义来理解，本公开的范围而是由所附权利要求书来限定。

如本说明书中所采用的术语“耦合”和/或“连接”不是意在一般表示元件必须直接耦合或连接在一起。中间元件可设置在“耦合”或“连接”的元件之间。然而，虽然并不是限制到那种含意，但是术语“耦合”和/或“连接”还可理解为可选地公开一种实现，其中元件直接耦合或连接在一起，而没有中间元件设置在“耦合”或“连接”的元件之间。

如本说明书中所采用的，在术语“包括”、“具有”、“带有”或者它们的其它变体用于详细描述或权利要求的方面，这类术语意在包含在内，其方式与术语“包含”相似。术语“示范”只是表示作为示例而不是最好或最佳的。

要理解，实施例可在分立电路、部分集成电路或完全集成电路中实现。此外，按照本公开的装置可在单个半导体芯片上或者在相互连接的多个半导体芯片上实现。

此外，要理解，实施例可通过软件来实现或通过专用硬件来实现或者部分通过软件以及部分通过专用硬件来实现。例如，信号的单纯相关可由通过硬件所实现的相关器来执行，而复杂参数的计算可通过例如运行于数字信号处理器的软件来实现。

本文所述的方法和接收器电路可用于各种无线通信网络，例如码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)、正交FDMA(OFDMA)和单载波FDMA(SC-FDMA)网络。术语“网络”、“系统”和“无线电通信系统”可同义地使用。CDMA网络可实现诸如通用陆地无线电接入(UTRA)、cdma2000等的无线电技术。UTRA包括宽带CDMA(W-CDMA)和其它CDMA变体。cdma2000涵盖IS-2000、IS-95和IS-856标准。TDMA网络可实现无线电技术，例如全球移动通信系统(GSM)及其衍生，例如增强GSM演进数据速率(EDGE)、增强通用分组无线业务(EGPRS)等。OFDMA网络可实现诸如演进UTRA(E-UTRA)、超移动宽带(UMB)、IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20、Flash-OFDM.RTM等的无线电技术。UTRA和E-UTRA是通用移动电信系统(UMTS)的组成部分。

本文所述的方法和接收器电路可用于高速下行链路分组接入(HSDPA)，HSDPA通过“第三代合作伙伴项目”(3GPP)标准化引入了基于W-CDMA多址方案的UMTS标准的版本5(Rel-5)。HSDPA表示高速分组接入(HSPA)系列中的增强3G移动无线电通信协议。HSDPA允许基于UMTS的网络提供更高数据传递速度和容量。当前HSDPA部署可支持1.8、3.6、7.2和14.0 Mbit/s的下行链路速度。进一步速度增加可就HSDPA+来说是可用的，HSDPA+采用3GPP标准的版本9而可提供高达42 Mbit/s和84 Mbit/s的速度。

在无线电通信系统中，通过一个或多个无线电通信信道来传送一个或多个无线电通信信号的发射器可存在。发射器可以是基站或者用户装置中包含的传送装置，例如移动无线电收发器、手持无线电装置或者任何类似装置。发射器所传送的无线电通信信号可由移动无线电收发器或移动台中的诸如接收装置之类的接收器来接收。作为举例，移动台可由蜂窝电话、智能电话、平板PC、膝上型电脑等表示。注意，基站又可称作“Node B”或“eNoce B”，以及移动台又可称作“用户设备”(UE)。下文中，相应术语将具有相同含义，它们的含义应包括各种标准(例如UMTS、LTE及其衍生)中给出的定义。

在以下说明书中，单独地或者相互参照来描述各种方法和接收器电路。要理解，结合所述方法进行的评述对于配置成执行方法的对应接收器电路也可成立，反过来也是一样。例如，如果指定特定方法步骤，则对应接收器电路可包括执行所述方法步骤的单元，即使这种单元在图中没有明显描述或示出。

在本说明书通篇中，可使用以下符号和关系式。

I表示单位矩阵。0表示零矩阵。e_n表示第n欧几里德标准基本向量。运算(·)^T表示转置。运算(·)^H表示共轭转置。运算(·)^*表示复共轭。对于函数X，运算arg minx(·)表示其中X为最小的点。运算E(·)表示期望算子。

δ函数可表示为

相对正定矩阵A的向量x的向量范数可表示为

对于具有元素a_i,j的维n×n的矩阵A，托普利茨矩阵

可表示为

即，B的第n非对角线的元素具有A的第n非对角线的和数值。

N(x₀,C)表示具有均值x₀和协方差矩阵C的n个变量中的多变量循环对称复高斯分布，如概率密度函数所定义

图1示意示出无线电通信系统100。信号x由发射器(未示出)、例如基站经由可影响该信号的信道H来广播。另外，发射信号可受到噪声v影响(参见加法器)。信号y可由包括均衡器(或滤波器)f^H的接收器电路来接收。均衡器f^H可输出例如采取码片

的形式的均衡信号。均衡器f^H所使用的滤波器系数可取决于传输信道的估计。

下面描述用于估计信道和均衡信号的方案。例如，该方案可与无线电通信系统100结合使用。

接收信号向量y可表示为

其中，噪声向量v具有维L×1以及例如

。噪声向量v可对来自其它小区的全部干扰进行建模。变量可表示维L×1的信道脉冲响应，其中维L×(2L-1)的关联信道卷积矩阵可表示为

注意，参数L可根据所考虑系统而取任意值。对于HSDPA，L例如可具有10与30之间的值，特别地，L可以为值20。

发射信号向量x具有维(2L-1)×1，并且可通过扩展和加扰符号序列x_k的和数来表示，即

发射信号向量x、接收信号向量y和噪声向量v的每个可以是具有码片索引n的时间序列的向量化形式。x(n)的第j元素可以是x(n+1)的第(j-1)元素。

用于生成扩展信号y的扩展码可以是信道化码和加扰码的逐点乘积。信道化码可以是正交可变扩展因子码，正交可变扩展因子码可以是正交的，使得对于k、k’、N的所有值，若x_k的扩展因子除尽N，则

在这里，x_k,L(n)是在索引n的码片的x_k的第L元素。

用于生成加扰信号y的加扰序列可以是例如QPSK符号的伪随机序列，可将该伪随机序列建模为不相关随机过程，使得对于k、k’、n的所有值，

以及

例如，诸如UMTS之类的CDMA系统可采用可具有一个时帧长度、即38400个码片的伪随机序列。发射功率P_k可归一化成使得

等式(11)和(12)意味着

信噪比(SNR)可通过在多径干扰归因于信号功率的接收器的平均信号噪声功率比来表示，即通过

发射器、例如基站可传送可以是确定性的并且是接收器已知的导频序列x₁。导频序列具体可用于估计多径传播信道。相关长度N的接收信号y和导频序列x₁的相关可提供信道h的最小平方估计

在这里，码片序列可开始于x_k,L(1)。相关长度N可取决于所考虑系统。例如，相关长度可取位于10000与20000之间的值。

所考虑的信道h可以是可使用多普勒频谱来建模的多径信道。具体来说，可考虑比信道相干时间要小的相关长度N，使得可假定各观测间隔期间的恒定信道。接收信号y可表示为

其中

可包括与相关性异步的信号份额。参数e_L对应于在索引L具有一以及在其他位置具有零的维L×1的单位向量。

由于扩展码的正交性，在对n合计相关样本之后，接收信号y的同步部分抵消，除了来自x_1,L的份额之外。使用

信道估计

可表示为

其中，估计误差向量

可写作

参数v’没有包括来自x_1,L的份额，使得估计误差具有零均值，以及协方差(或者误差协方差矩阵)

可表示为

信道估计可具有条件分布

由于整个接收信号可被看作是信道估计的干扰（除了与估计信道抽头本身同步的份额之外），所以信道估计误差协方差可包括总接收信号自相关的表达式

发射码片可表示为

发射码片可使用接收样本的线性组合来估计，即

其中，f的长度具体可等于信道长度L。f的均方误差(MSE)成本函数可表示为

其中

以及

MSE函数J可通过下列系数来最小化

这些系数可用作均衡器的滤波器系数。使用关系式

以及

等式(31)的滤波器系数可展开为

因此，采用信道估计

代替信道h产生滤波器系数

信道h可按照下式来估计

这个估计量可取决于

(参见等式(21))，

可取决于信道本身。由于这可构成循环相关性，所以

可根据其统计平均值按照下式来近似

使用高斯近似，可得到具有分布

和

以及互相关矩阵

的平稳高斯模型。

对于具有协方差矩阵C_yx的多变量复高斯分布

以及

的情况，给定y的x的分布可表示为

因此，将关系式(43)代入分布(38)和(39)可产生给定

的h的分布

其中

以及

以及

参数

可称作信道估计误差统计。

从前面等式能够看到，MMSE信道估计可取决于信道统计C_h和C_v，C_h和C_v又可分别称作信道协方差矩阵和噪声协方差矩阵。对于时变信道h，信道统计C_h和C_v可间接地使用下列统计来估计

以及

注意，参数P₁具体可对应于CPICH的对一个PN码片周期所积累的能量与总发射功率谱密度之间的比率，即Ec/Ior。参数P1可通过估计来确定。

对应估计量可通过信道统计来表示

以及

在这里，平均长度M和U可取决于所考虑系统。具体来说，M和U的值可选择成使得对衰落过程来执行求平均，即平均长度比信道相干时间要大，具体来说要大一个或数个数量级。因此，M和U的长度还可取决于接收器的速率。例如，如果对大约160 ms的长度来执行求平均，即N等于1024并且M和U各等于600，则求平均可称作“长期”。另一个示范长度可以是大约5 ms，这近似对应于大约3 km/h的信道相干时间。对于这种示范情况，求平均可称作“短期”。

等式(51)和(52)的估计量具体可以是无偏的，并且其方差具体可随M、U趋于无穷大而趋于零。因此，可假定接收器先验地知道C_h和C_y。如果脉冲形状具有良好衰变性质，则估计减少到主线和几个非对角线。由于C_y是托普利茨，所以可通过第一行的几个元素来确定。C_v可通过脉冲形状来确定，并且可以按照可从下式的一个元素来推断的缩放因子而是先验已知的，

采用等式(35)中的MMSE信道估计

代替信道h，按照所示方案的均衡器(或滤波器)系数可表示为

等式(54)的滤波器系数没有考虑信道估计误差。也许有可能通过采用等式(31)中的

代替h来考虑这种信道估计误差。所产生的均衡器系数则可表示为

使用等式(45)和(46)，可得到下列关系式

以及

组合等式(55)至(60)，均衡器系数可表示为

其中，

和

可分别按照等式(45)和(46)来表示。与等式(54)的滤波器系数f₀相比，等式(61)的滤波器系数f_*还考虑信道估计误差统计

。注意，使用信道估计

，信道估计误差统计不一定按照伪随机加扰码对每个CPICH符号发生变化，使得滤波器不一定必须对各符号来重新计算。

上述方案提供确定信道估计以及用于对接收信号进行滤波的滤波器系数的可能性。要理解，基于上面给定的方案，信道估计和滤波器系数可通过各种方式来确定。例如，相关结果

可首先按照等式(15)来确定。已知相关结果

，信道统计(或者协方差矩阵)

和

可使用等式(51)和(52)的估计量来确定。注意，备选地，参数

可基于期望值

和

来确定。已知

和，信道统计

可使用等式(49)来确定。注意，可通过只考虑矩阵等式(49)的(1,1)元素，按照标量因子来确定参数

。已知参数

和

，参数

可基于等式(37)来确定，使得信道估计

则可按照等式(45)和(48)来确定。已知信道估计

，滤波器系数可基于等式(54)来确定。备选地，可执行按照等式(46)和(47)确定参数

的附加步骤，使得滤波器系数可基于等式(61)来确定，其中考虑信道估计误差统计。

注意，上述方案可被看作是基于假定导频序列为未知和随机过程的信道估计。代替整个接收信号，导频相关器(参见例如等式(15))的输出可用作观测，以及可使用接收信号的某个先验统计知识(参见例如等式(37))。从这个先验信息，可计算(参见例如等式(21))可用于确定滤波器系数的导频相关器输出的误差协方差矩阵。

下面描述按照本公开的方法200、300和400。要理解，每种方法可通过添加其它方法步骤来修改。具体来说，可通过结合相应的其它方法所述的一个或多个方法步骤来扩展方法。此外，附加方法步骤可通过本说明书的所有其它部分来推导，除非另加具体说明。注意，以下附图所示的框图不一定意味着所包含方法步骤的特定时间顺序。相反，如果从技术观点是适当的，则所示方法步骤而是可按照任意顺序执行。此外，一个或多个方法步骤可至少部分同时或者在同一时间周期期间执行。当然，各个方法的所示特征可按照任意方式相结合，从而产生为了简洁起见而没有明确描述的其它实施例。

图2示意示出按照本公开的包括方法步骤1和2的方法200。在方法步骤1，将接收信号与导频序列相关，以便确定相关结果。例如，相关可基于等式(15)来执行。在方法步骤2，信道估计基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定，其中所观测参数包括相关结果。例如，方法步骤2可基于等式(36)。注意，术语“以…为条件”(“is conditional to”)在MMSE的上下文中根据统计是已知的。在MMSE中，可确定随机变量、例如信道的最佳猜测，由此使均方误差为最小。要理解，MMSE方案还可考虑一个或多个其它随机变量。在这种情况下，可利用MMSE方案，MMSE方案以这种(这类)其它随机变量的所观测参数为条件。已知另一随机变量的所观测值(或参数)，通过这种MMSE方案所确定的估计(或期望值)使均方误差为最小，并且还提供所观测值。例如，以另一随机变量Y为条件的随机变量X的估计可表示为E(X|Y)。类似地，以另一随机变量Y的所观测参数y为条件的随机变量X的估计可表示为E(X|Y=y)。

导频序列可包括扩展码和加扰码中的至少一个。例如，导频序列可对应于可基于等式(8)至(11)的等式(15)的码片序列。

方法200还可包括基于相关结果来确定误差协方差矩阵的方法步骤。例如，该方法步骤可基于等式(21)。

方法200还可包括确定误差协方差矩阵的统计平均的方法步骤，其中统计平均取决于相关结果以及取决于接收信号的统计性质。例如，该方法步骤可基于等式(37)。

按照方法步骤2所确定的信道估计可取决于误差协方差矩阵的统计平均。这种相关性例如可基于等式(45)至(48)。

确定误差协方差矩阵的统计平均的方法步骤可与导频序列的确切值无关。这可从等式(37)变得显而易见，其中统计平均

不是与导频序列的值明确相关。

方法200还可包括基于接收信号来确定第一信道统计的方法步骤，其中信道估计取决于第一信道统计。例如，该方法步骤可基于等式(51)。

方法200还可包括基于相关结果来确定第二信道统计的方法步骤，其中信道估计取决于第二信道统计。例如，该方法步骤可基于等式(52)。

误差协方差矩阵的统计平均可取决于第一信道统计和第二信道统计中的至少一个。这种相关性例如可从等式(37)变得显而易见。

例如，第一信道统计和第二信道统计中的至少一个可通过对角矩阵来近似。这类近似的示范模拟结果结合图9A至图9D来提供。

方法200还可包括基于所确定信道估计来确定至少一个滤波器系数的方法步骤。例如，该方法步骤可基于等式(54)和(61)其中之一。至少一个滤波器系数具体可取决于信道估计误差统计，参见例如等式(61)中的参数

。

方法200还可包括基于至少一个滤波器系数来对接收信号进行滤波的方法步骤。用于对信号进行滤波的对应滤波器例如可包括有限脉冲响应(FIR)滤波器。

图3示意示出按照本公开的包括方法步骤3至6的方法300。在方法步骤3，将接收信号与导频序列相关，以便确定相关结果。例如，相关可基于等式(15)来执行。在方法步骤4，第一信道统计基于接收信号来确定。例如，方法步骤4可基于等式(51)。在方法步骤5，第二信道统计基于相关结果来确定。例如，方法步骤5可基于等式(52)。在方法步骤6，确定信道估计基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定，其中所观测参数包括相关结果，并且其中信道估计取决于第一信道统计和第二信道统计中的至少一个。例如，方法步骤6可基于等式(36)。

图4示意示出按照本公开的包括方法步骤7至9的方法400。在方法步骤7，将接收信号与导频序列相关，以便确定相关结果。例如，相关可按照等式(15)来执行。在方法步骤8，确定误差协方差矩阵的统计平均，其中统计平均取决于相关结果以及取决于接收信号的统计性质，并且其中确定误差协方差矩阵的统计平均与导频序列的确切值无关。例如，方法步骤8可基于等式(37)。在方法步骤9，信道估计基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定，其中所观测参数包括相关结果，并且其中信道估计取决于误差协方差矩阵的统计平均。例如，方法步骤2可基于等式(36)。

图5、图6和图7示出按照本公开的接收器电路500、600和700。要理解，除了所示组件之外，接收器电路还可包括为了简洁起见而未示出的其它组件。另外，接收器电路可包括执行上述方案的一个或多个步骤所需的所包含组件之间的一个或多个(电)连接。

图5示意示出按照本公开的接收器电路500。接收器电路500的操作可结合图2的方法200来阅读，但是并不局限于此。接收器电路500包括单元10，单元10配置成将接收信号与导频序列相关，以便确定相关结果(参见方法200的方法步骤1)。接收器电路500还包括单元11，单元11配置成基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定信道估计，其中所观测参数包括相关结果(参见方法200的方法步骤2)。

例如，接收器电路500可包括配置成执行本说明书中所述的任何方法步骤的一个或多个附加组件。具体来说，接收器电路500还可包括配置成基于所确定信道估计(例如按照等式(54)和(61)其中之一)来确定至少一个滤波器系数的单元以及配置成基于至少一个滤波器系数来对接收信号进行滤波的滤波器(或均衡器)。此外，接收器电路500可包括：数字信号处理器；天线端口；下变频混合器，用于将接收信号下变频到中间频带或基带；取样单元，用于对信号进行取样；和/或模数转换器(ADC)，用于将模拟接收信号转换为数字信号。ADC具体可设置在单元10和11的上游。接收器电路500还可包括解扩器、解扰器和/或解码器(例如turbo解码器或Viterbi解码器)，其中每个可具体设置在单元10和11的下游。要理解，接收器电路500还可配置成作为发射器电路进行操作。

图6示意示出按照本公开的接收器电路600。接收器电路600的操作可结合图3的方法300来阅读，但是并不局限于此。接收器电路600包括单元12，单元10配置成将接收信号与导频序列相关，以便确定相关结果(参见方法300的方法步骤3)。接收器电路600还包括单元13，单元13配置成基于接收信号来确定第一信道统计(参见方法300的方法步骤4)。接收器电路600还包括单元14，单元14配置成基于相关结果来确定第二信道统计(参见方法300的方法步骤5)。接收器电路600还包括单元15，单元15配置成基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定信道估计，其中所观测参数包括相关结果，并且其中信道估计取决于第一信道统计和第二信道统计中的至少一个(参见方法300的方法步骤6)。

图7示意示出按照本公开的接收器电路700。接收器电路700的操作可结合图4的方法400来阅读，但是并不局限于此。接收器电路700包括单元16，单元16配置成将接收信号与导频序列相关，以便确定相关结果(参见方法400的方法步骤7)。接收器电路700还包括单元17，单元17配置成确定误差协方差矩阵的统计平均，其中统计平均取决于相关结果以及取决于接收信号的统计性质，并且其中确定误差协方差矩阵的统计平均与导频序列的确切值无关(参见方法400的方法步骤8)。接收器电路700还包括单元18，单元18配置成基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定信道估计，其中所观测参数包括相关结果，并且其中信道估计取决于误差协方差矩阵的统计平均(参见方法400的方法步骤9)。

在下文中，描述按照上述方法和接收器电路的各种模拟结果。在这方面，使用表I至IV中指定的各种功率延迟分布和参数。注意，模拟状况“行人A”、“行人B”和“车辆A”例如通过3GPP规范来规定。

表I规定状况“行人A”的功率延迟分布。

表II规定状况“行人B”的功率延迟分布。

表III规定状况“车辆A”的功率延迟分布。

表IV规定各种模拟参数。

导频功率	-10 dB
		HS-PDSCH功率	-3 dB
HS-PDSCH码	8
		其它用户信道	活动
相关长度N	1280码片
		信道估计长度L	20码片
码率	2/3
		最大吞吐量	4.688 Mbit/s
调制	16 QAM
		H-Set	6
脉冲形状	根升余弦
		过取样因子	2
载波频率	2 GHz
		码片速率	3.84 MHz
传输块大小	9377比特
		符号去映射器	Max-log-MAP

模拟基于将信道时间自相关函数定义如下的多普勒衰落信道

在这里，h_i(n)是具有归一化为一的平均功率的码片索引n的任意信道抽头，J₀是第一种类的零阶贝塞尔函数，

是多普勒频率，

是载波频率，v是移动速度，

是光速，以及是码片速率。经修改的Jakes衰落模型用于实现多普勒衰落。

使用相同间隔的信道估计对N=1280码片的每个间隔来计算均衡器系数。以3 km/h对40000个时隙、以30 km/h对10000个时隙以及以120 km/h对5000个时隙和最小1000比特误差来对模拟结果求平均。在表I至III中定义功率延迟分布。多径信道包含在发射器和接收器的RRC脉冲整形滤波器，其中各具有65个样本的长度。接收器仅考虑整个信道的长度L=20的窗口。该窗口定位成使得它包含来自对应功率延迟分布的能量的最大量。在所考虑的功率延迟分布之中具有最大延迟扩展的状况行人B的情况下，未被信道估计窗口所覆盖的能量平均仅包含总信道能量的-37 dB。对于信道统计，接收器可将这个能量近似为高斯白噪声。包括信道估计和均衡器的模拟使用过取样因子2。注意，为了符号表示方便，以上没有考虑过取样。

在解扩器输出处对具有扩展因子16以及相对总发射功率的-3 dB的总功率的8个高速物理下行链路共享信道(HS-PDSCH)扩展码来评估BER结果。导频序列具有扩展因子256和功率-10 dB。剩余发射功率填充有扩展因子128的6个其它用户信道。预期用户信道经过16QAM调制。所有其它信道经过QPSK调制。信道码按照例如通过3GPP标准所规定的H-Set 6测试情况来配置，它是具有码率2/3和4.688 Mbit/s的最大吞吐量的turbo码。

注意，按照等式(45)的MMSE信道估计的计算可包括与L×L矩阵

的矩阵向量乘法。矩阵C_h和C_v可近似为对角矩阵(参见图9A至图9D)，使得所有后续操作可产生对角矩阵。单独假定衰落路径和白噪声以及快速衰变脉冲形状，矩阵C_h和C_v可接近是对角的。

图8示出以30 km/h移动速度的车辆A功率延迟分布的信道估计均方误差。实线示出使用矩阵C_h的所有条目的MMSE信道估计。虚线示出仅使用矩阵C_h的对角条目的MMSE信道估计。包括菱形的点划线表示没有MMSE信道估计的模拟。注意，模拟参数由表IV来指定。从图8变得显而易见的是MMSE信道估计可降低在低和高SNR区域中的信道估计误差。

图9A至图9D示出f_*和f₀的吞吐量曲线，即，在均衡器系数计算中考虑以及没有考虑信道估计误差。吞吐量性能具体可通过蒙特卡罗模拟来评估。示出具有(参见星号)和没有(参见圆圈)信道估计误差补偿的吞吐量、具有使用矩阵C_h的所有条目(参见实线)和仅使用矩阵C_h的对角条目(参见虚线)的MMSE信道估计的吞吐量、没有MMSE信道估计(参见包括菱形的点划线)以及假定信道在接收器是已知(参见包括正方形的虚线)的吞吐量。注意，模拟参数由表IV来指定。

虽然针对一个或多个实现示出和描述了本发明，但是可对所示示例进行变更和/或修改，而没有背离所附权利要求书的精神和范围。另外，各个实施例中所述和所示的技术、系统、子系统和方法可与其它技术、系统、子系统和方法相结合，而没有背离本公开的范围。改变、置换和变更的其它示例是本领域的技术人员可确定的，并且可进行而没有背离本文所公开的精神和范围。

Claims

1.一种方法，包括：

将接收信号与导频序列相关，以便确定相关结果；以及

基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定信道估计，其中所述所观测参数包括所述相关结果。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述导频序列包括扩展码和加扰码中的至少一个。

3.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于所述相关结果来确定误差协方差矩阵。

4.如权利要求1所述的方法，还包括：

确定误差协方差矩阵的统计平均，其中所述统计平均取决于所述相关结果以及取决于所述接收信号的统计性质。

5.如权利要求4所述的方法，其中，所述信道估计取决于所述误差协方差矩阵的统计平均。

6.如权利要求4所述的方法，其中，确定所述误差协方差矩阵的统计平均与所述导频序列的确切值无关。

7.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于所述接收信号来确定第一信道统计，其中所述信道估计取决于所述第一信道统计。

8.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于所述相关结果来确定第二信道统计，其中所述信道估计取决于所述第二信道统计。

9.如权利要求4所述的方法，还包括：

基于所述接收信号来确定第一信道统计；以及

基于所述相关结果来确定第二信道统计，

其中所述误差协方差矩阵的统计平均取决于所述第一信道统计和所述第二信道统计中的至少一个。

10.如权利要求1所述的方法，还包括：

确定基于所述接收信号的第一信道统计和基于所述相关结果的第二信道统计中的至少一个；以及

分别通过对角矩阵来近似所确定信道统计中的至少一个。

11.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于所确定信道估计来确定至少一个滤波器系数。

12.如权利要求11所述的方法，其中，所述至少一个滤波器系数取决于信道估计误差统计。

13.如权利要求11所述的方法，还包括：

基于所述至少一个滤波器系数来对所述接收信号进行滤波。

14.一种方法，包括：

将接收信号与导频序列相关，以便确定相关结果；

基于所述接收信号来确定第一信道统计；

基于所述相关结果来确定第二信道统计；以及

基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定信道估计，其中所述所观测参数包括所述相关结果，并且其中所述信道估计取决于所述第一信道统计和所述第二信道统计中的至少一个。

15.一种方法，包括：

将接收信号与导频序列相关，以便确定相关结果；

确定误差协方差矩阵的统计平均，其中所述统计平均取决于所述相关结果以及取决于所述接收信号的统计性质，并且其中确定所述误差协方差矩阵的统计平均与所述导频序列的确切值无关；以及

基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定信道估计，其中所述所观测参数包括所述相关结果，并且其中所述信道估计取决于所述误差协方差矩阵的统计平均。

16.一种接收器电路，包括：

配置成将接收信号与导频序列相关以确定相关结果的单元；以及

配置成基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定信道估计的单元，其中所述所观测参数包括所述相关结果。

17.如权利要求16所述的接收器电路，还包括：

配置成基于所述接收信号来确定第一信道统计的单元，其中所述信道估计取决于所述第一信道统计。

18.如权利要求16所述的接收器电路，还包括：

配置成基于所述相关结果来确定第二信道统计的单元，其中所述信道估计取决于所述第二信道统计。

19.如权利要求16所述的接收器电路，还包括：

配置成基于所确定信道估计来确定至少一个滤波器系数的单元。

20.如权利要求19所述的接收器电路，还包括：

滤波器，配置成基于所述至少一个滤波器系数来对所述接收信号进行滤波。

21.如权利要求20所述的方法，其中，所述至少一个滤波器系数取决于信道估计误差统计。

22.如权利要求20所述的接收器电路，其中，所述滤波器包括FIR滤波器。

23.一种接收器电路，包括：

配置成将接收信号与导频序列相关以确定相关结果的单元；

配置成基于所述接收信号来确定第一信道统计的单元；

配置成基于所述相关结果来确定第二信道统计的单元；以及

配置成基于以所观测参数为条件的最小均方误差方案来确定信道估计的单元，其中所述所观测参数包括所述相关结果，并且其中所述信道估计取决于所述第一信道统计和所述第二信道统计中的至少一个。