CN103368651A - 一种基于双平行mz调制器的二倍频系统中抑制交调失真的方法 - Google Patents

Abstract

在微波光子链路中，交调失真严重影响系统的性能。我们提出了一种基于双平行MZ调制器的简单有效的线性化方案。在此方案中，我们没有用到光或电的滤波器和光延时。该方案主要是通过设置双平行MZ调制器的射频驱动以抵消交调失真项。交调失真抑制达到35dB。同时，产生的射频信号时原来射频信号的两倍。

Description

一种基于双平行MZ调制器的二倍频系统中抑制交调失真的方法

技术领域

本发明涉及微波光子学领域，尤其涉及基于双平行MZ调制器的二倍频系统中抑制交调失真的方法。

背景技术

微波光子技术是一种将微波通信和模拟光纤通信有机的融合在一起的新型无线电技术。它有效的利用光纤链路的低损耗、高带宽及抗电磁干扰等特点，通过光纤链路来传输微波信号。相比传统的微波系统具有诸多优点，如地算好、低色散、体积小、重量轻、海量数据信号的处理能力、低功率消耗、宽的瞬时带宽、没有电磁干扰、实时处理能力、高精度和高分辨率、高灵敏度与动态范围等，很好的消除了电子瓶颈。在雷达、卫星通信、超宽带无线接入、传感器网络、测量和探测系统以及军事系统中都有很广泛的应用。

通过微波光子系统将微波以副载波的形式加载到光波上，在光域中处理电信号，能够避开电域的电学干扰。另外，通过微波光子学的方法，避免直接使用高成本的高频微波发生器，而是利用低频的本振微波信号，通过倍频或者上变频来产生高性能低成本的高频信号。这样能够降低微波光子链路对光学和电学器件的需求。所以通过微波光子学的方法来获得稳定度高、纯度高、经济的高频微波信号，就具有较大的吸引力。

在微波光子系统中，为了提高容量会使用多载波复用技术。然而多载波复用信号在直接调制时受到激光器调制非线性的影响，在外调制时会受到MZ调制器的非线性的影响，产生交调失真。交调失真影响系统性能并使系统的动态范围降低。目前有很多线性化的方法。在直接调制系统中，线性化的方法主要有：（1）利用激光器的最佳偏置电流（2）采用光学前馈的方法（3）使用预失真的方法。在外调制系统中,线性化的方法主要有：（1）对模拟信号进行预失真（2）对MZ调制器进行线性化。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于双平行MZ调制器的二倍频系统中抑制交调失真的方法。本方案使用的调制器是双平行MZ调制器。令双平行MZ集成调制器的MZ-1和MZ-2的射频输入幅度相等，MZ-2射频信号RF2（或RF1）经过相移器后相对MZ-1的RF2（或RF1）相移π，单电极MZ调制器的上下两臂存在固有的相位差π。调制器的直流偏置在最大输出点。这样就可以抵消两个子MZ上的交调项。主要的谐波项为二阶谐波，通过PD，二阶谐波和光载波拍频产生倍频信号。

本发明通过对MZ调制器原理的充分应用，精心设计双平行MZ调制器的偏置参数，利用MZ调制器的固有特性实现交调失真项的抑制并产生二倍频的RF信号。

本发明在实现过程中，具体包括：

根据本发明，抑制交调失真的方案的结构主要是连续激光器产生光信号作为载波注入双平行结构的MZ调制器中，两个子MZ调制器MZ-1和MZ-2用不同的射频信号源驱动，经过电相移器，注入MZ-2（或MZ-1）的射频信号RF2（或RF1）产生π的相移。合路后经过EDFA放大最后再经PD拍频得到抑制交调失真的二倍频信号。

根据本发明，方案实现抑制交调失真的二倍频信号的原理是通过设置两个子MZ的射频输入偏置，实现抑制交调失真的效果，高阶边带功率相对频率为ω_c±2ω₁或ω_c±2ω₂处的边带功率小的多，对于系统而言高阶边带可以忽略，因而在进入PD之前的信号就只剩频率为ω_c±2ω₁或ω_c±2ω₂处的边带。经PD拍频之后，得到抑制交调失真的二倍频信号。

附图说明

结合描述了本发明的各种实施例的附图，根据以下对本发明的各发明的详细描述，将更易于理解本发明的这些和其它特征，其中：

图1示意性示出了MZ调制器的两种基本结构；

图2示意性示出了一种平行MZ调制器的基本结构

图3给出了本发明中基于双平行MZ的交调失真抑制方案示意图；

图4给出了输入射频为9GHz和12GHz下集成调制器的输出光谱图；

图5给出了线性化前和线性化后PD拍频得到的RF信号频谱图；

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的实施方式进行详细描述。

图1示意性示出了MZ调制器的两种基本结构。第一种结构为双电极MZ调制器。双电极MZ调制器有五个电极，其中，两臂各有一个射频信号输入电极和直流电压输入电极，而中间电极则接地。两个射频输入电极上的射频驱动信号的相位差可以是固定的，也可以通过电相移器或电延迟线进行设置，且两个射频输入电极上的射频驱动信号的电压幅度可以相等，也可以不同。

第二种结构为单电极MZ调制器。通常使用的都是推拉式MZ调制器，即两臂引入的附加相位的符号恰好相反。单电极MZ调制器共有四个电极，中间的射频电极和直流电极处于高电位，两边的电极则接地。在外加电场的作用下，波导的输入光经过分支波导传播后受到大小相等，符号相反的电场的作用，分别产生等值异号的相位变化，再经另一端的分支汇合处相干形成强度调制。这相当于双电极上的射频驱动信号相等，相位差为π，而偏置也是大小相等，符号相位。

图2示意性示出了一种平行MZ调制器的结构。这种双平行的MZ集成调制器是把两个MZ子调制器嵌入到原来的MZ调制器的两个臂上，这两个MZ子调制器相当于平行或并联的关系。MZ子调制器可以是单电极MZ调制器，也可以是双电极MZ调制器。在理想分光比的情况下，该MZ集成调制器可以看作两个单个MZ调制器输出的相加。

图3给出了本发明中实现基于双平行MZ的交调失真抑制方案示意图。该集成调制器是由嵌入到主调制器的两个臂上的两个MZ子调制器MZ-1和MZ-2构成，MZ-1和MZ-2都是双臂MZ调制器。对于单电极MZ调制器，上下两臂自动引入π的相位。MZ1和MZ2的驱动电信号可以表示为：

V₁₁＝V_m[cos(ω₁t)+cos(ω₂t)]，     (1)

V₁₂＝V_m[cos(ω₁t+π)+cos(ω₂t+π)]，   (2)

V₂₁＝V_m[cos(ω₁t)+cos(ω₂t+π)]，   (3)

V₂₁＝V_m[cos(ω₁t+π)+cos(ω₂t)]，   (4)

假设连续激光器输出的光频率为ω_c，对应的光场幅度为E_i。这样，如果忽略MZ集成调制器的插入损耗，且设每个MZ子调制器的消光比为无穷大，那么MZ-1和MZ-2调制器的输出光场分别可以表示为：

E_out1＝E_icos(ω_ct){cos[[πV₁₁(t)]/V_π]+cos[[πV₁₁(t)]/V_π]}，  (5)

＝2E_icos(ω_ct){cos[mcos(ω₁t)+mcos(ω₂t)]}

E_outl＝E_icos(ω_ct){cos[[πV₂₁(t)]/V_π]+cos[[πV₂₂(t)]/V_π]}，  (6)

＝2E_icos(ω_ct){cos[mcos(ω₁t)-mcos(ω₂t)]}

(5)和(6)式中m为调制指数，m=πV_m/V_π，V_π是MZ调制器的半波电压。

$E_{\mathrm{out}1}=4E_i\underset{l=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\stackrel{k=0}{|k+l|\≠\mathrm{odd}}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left[{(-1)}^{(k+l)/2}{J}_k\left(m\right)J_l\left(m\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)\cos \left(k{\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\cos \left(l{\mathrm{\ω}}_{2}t\right)\right]---\left(7\right)$

$E_{\mathrm{out}1}=4E_i\underset{l=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\stackrel{k=0}{|k+l|\≠\mathrm{odd}}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left[{(-1)}^{(k+l)/2}{J}_k\left(m\right)J_l\left(m\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)\cos \left(k{\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\cos (l{\mathrm{\ω}}_{2}t+\mathrm{l\π})\right]---\left(8\right)$

从(7)和(8)式可以看出，由于MZ调制器的非线性，会产生很多频率为ω_c±kω₁±lω₂的交调失真项。这些交调失真会影响系统的性能并使系统的动态范围降低。其中ω_c±ω₁±ω₂是最主要的交调失真项，因此有必要采取措施抑制此项，以提高系统的性能。

经过合路后，MZ集成调制器的输出光场为

$E_{\mathrm{out}}=E_{\mathrm{out}1}+E_{\mathrm{out}2}$

$=4E_i\underset{\stackrel{k=0,}{|k+l|\≠\mathrm{odd}}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\stackrel{l=0,}{l=2n}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left[{(-1)}^{(k+l)/2}{J}_k\left(m\right)J_l\left(m\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)\cos \left(k{\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\cos \left(l{\mathrm{\ω}}_{2}t\right)\right]---\left(9\right)$

从(9)式可以看出，当l为奇数时，所有频率为ω_c±kω₁±lω₂的交调失真项都被抵消，最主要的交调失真项ω_c±ω₁±ω₂也得到抵消。

当l>2和k>2时，输出电场的幅度会非常小，因此可以忽略，这样主要的光场形式为：

$E_{\mathrm{main}}={4E}_i{J}_0^2\left(m\right)\×\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-{4E}_i{J}_0\left(m\right)J_2\left(m\right)\×[\cos ({\mathrm{\ω}}_c+{2\mathrm{\ω}}_1)t-\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{-2\mathrm{\ω}}_1\right)t$

$-\cos ({\mathrm{\ω}}_c+{2\mathrm{\ω}}_2)t-\cos ({\mathrm{\ω}}_c-{2\mathrm{\ω}}_2)t]+{44E}_i{J}_2^2\left(m\right)\×[\cos ({\mathrm{\ω}}_c+{2\mathrm{\ω}}_1+{2\mathrm{\ω}}_2)t$   (10)

$+\cos ({\mathrm{\ω}}_c-{2\mathrm{\ω}}_1-{2\mathrm{\ω}}_2)t+\cos ({\mathrm{\ω}}_c+{2\mathrm{\ω}}_1-{2\mathrm{\ω}}_2)t+\cos ({\mathrm{\ω}}_c-{2\mathrm{\ω}}_1+{2\mathrm{\ω}}_2)t]$

从(10)式可以看出，在频率为ω_c±(2ω₁±2ω₂)处，光载波和光边带的功率比为

由贝塞尔函数的性质可以知道，当调制指数m比较小时，这个功率比会非常大。当m＝0.3，

也就是说，光载波和频率为ω_c±(2ω₁±2ω₂)的光边带的功率比为77.69dB。因此频率为ω_c±(2ω₁±2ω₂)的光边带可以忽略，因此最主要的光边带在频率为ω_c±2ω₁或ω_c±2ω₂处。

通过PD，光载波和频率为ω_c±2ω₁或ω_c±2ω₂的光边带拍频产生频率为2ω₁或2ω₂的RF信号。

图4给出了输入射频为9GHz和12GHz下集成调制器的输出光谱图。按照系统结构搭建实验系统。连续激光器输出光波波长为1549.498nm，线宽20MHz。双平行MZ调制器的9GHz和12GHz的射频驱动分别由Anritsu68047C和Agilent8257D产生。由电相移器（ATMP1408）调整射频信号相位的不同。根据此实验系统得到图中红色的线，表示线性化后的光谱图，即双平行MZ集成调制器的输出光谱图。图中蓝色的线由传统的单电极MZ调制器（FUJITSUFTM7921ER）测量出来，表示没有线性化的光谱图，即MZ-1或者是MZ-2的输出光谱图。从光谱图对比可以发现ω_c±ω₁±ω₂频率处功率得到抑制，抑制比为21.96dB。可见，实验结果与理论分析结果相符合，证明了方案的可行性。

图5给出了线性化前和线性化后PD拍频得到的RF信号频谱图。线性化前的频谱图是射频信号先通过传统的单电极MZ调制器，线性化后的频谱图是射频信号先通过双平行MZ调制器。再经过80km的单模光纤的传输。其中链路中光放大器增益为20dB，衰减为0.18dB/km，单波长色散为16.75ps/nm/km，群时延差为0.2ps/nm。最后经过带宽为42GHz的PD（U²t PDV2150RM-VF-FP）探测得到的射频信号频谱。对比两个图，可以看出最主要的交调失真项功率抑制比为35.2dB。输出射频信号是输入射频信号频率的两倍。

本发明不限于上述实施例，在脱离本发明范围的情况下，可以进行各种变形和修改。

Claims (5)

1.一种基于双平行MZ调制器的二倍频系统中抑制交调失真的方法，其特征在于包括以下内容：

抑制交调失真的二倍频系统的设备结构；

抑制交调失真的二倍频系统中双平行MZ调制器的射频驱动的设置；

抑制交调失真的二倍频系统实现二倍频和抑制交调失真的理论推导和结论；

2.根据权利要求1所述的基于双平行MZ调制器的二倍频系统中抑制交调失真的方法，其特征在于抑制交调失真的二倍频系统的设备结构，具体包括：

双平行结构MZ调制单元；

射频本振输入及相移结构。

3.根据权利要求1所述的基于双平行MZ调制器的二倍频系统中抑制交调失真的方法，其特征在于系统中射频驱动的设置，该集成调制器是由嵌入到主调制器的两个臂上的两个MZ子调制器MZ-1和MZ-2构成，MZ-1和MZ-2都是双臂MZ调制器。对于单电极MZ调制器，上下两臂自动引入π的相位。MZ1和MZ2的驱动电信号可以表示为：

V₁₁＝V_m[cos(ω₁t)+cos(ω₂t)]，

V₁₂＝V_m[cos(ω₁t+π)+cos(ω₂t+π)]，  (1)

V₂₁＝V_m[cos(ω₁t)+cos(ω₂t+π)]，

V₂₁＝V_m[cos(ω₁t+π)+cos(ω₂t)]，

4.根据权利要求1所述的基于双平行MZ调制器的二倍频系统中抑制交调失真的方法，，其特征在于所述四倍频毫米波产生系统产生四倍频毫米波的仿真效果及结论，具体包括：

DPMZN输出光谱仿真结果；

PD输出四倍射频毫米波信号频谱仿真结果。

5.根据权利要求1所述的基于双平行MZ调制器的二倍频系统中抑制交调失真的方法，其特征在于系统中实现二倍频和抑制交调失真的理论推导和结论，具体包括：

假设连续激光器输出的光频率为ω_c，对应的光场幅度为E_i。MZ集成调制器的输出光场为:

$E_{\mathrm{out}}=E_{\mathrm{out}1}+E_{\mathrm{out}2}$

$={4E}_i\underset{\underset{|k+l|\≠\mathrm{odd}}{k=0,}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\underset{l=2n}{l=0,}}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left[{(-1)}^{(k+l)/2}{J}_k\left(m\right)J_l\left(m\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)\cos \left({\mathrm{k\ω}}_{1}t\right)\cos \left({\mathrm{l\ω}}_{2}t\right)\right]---\left(2\right)$

从(2)式可以看出，当l为奇数时，所有频率为ω_c±kω₁±lω₂的交调失真项都被抵消，最主要的交调失真项ω_c±ω₁±ω₂也得到抵消。

当l>2和k>2时，输出电场的幅度会非常小，因此可以忽略，这样主要的光场形式为：

$E_{\mathrm{main}}={4E}_i{J}_0^2\left(m\right)\×\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)-{4E}_i{J}_0\left(m\right)J_2\left(m\right)\×[\cos ({\mathrm{\ω}}_c+{2\mathrm{\ω}}_1)t-\cos \left({\mathrm{\ω}}_c{-2\mathrm{\ω}}_1\right)t$

$-\cos ({\mathrm{\ω}}_c+{2\mathrm{\ω}}_2)t-\cos ({\mathrm{\ω}}_c-{2\mathrm{\ω}}_2)t]+{44E}_i{J}_2^2\left(m\right)\×[\cos ({\mathrm{\ω}}_c+{2\mathrm{\ω}}_1+{2\mathrm{\ω}}_2)t$   (3)

$+\cos ({\mathrm{\ω}}_c-{2\mathrm{\ω}}_1-{2\mathrm{\ω}}_2)t+\cos ({\mathrm{\ω}}_c+{2\mathrm{\ω}}_1-{2\mathrm{\ω}}_2)t+\cos ({\mathrm{\ω}}_c-{2\mathrm{\ω}}_1+{2\mathrm{\ω}}_2)t]$

从(3)式可以看出，在频率为ω_c±(2ω₁±2ω₂)处，光载波和光边带的功率比为

由贝塞尔函数的性质可以知道，当调制指数m比较小时，这个功率比会非常大。当m＝0.3，

也就是说，光载波和频率为ω_c±(2ω₁±2ω₂)的光边带的功率比为77.69dB。因此频率为ω_c±(2ω₁±2ω₂)的光边带可以忽略，因此最主要的光边带在频率为ω_c±2ω₁或ω_c±2ω₂处。

通过PD，光载波和频率为ω_c±2ω₁或ω_c±2ω₂的光边带拍频产生频率为2ω₁或2ω₂的RF信号。

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