CN103368421B - 谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路 - Google Patents

谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明提供谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路，其特征在于，包括：第一差值电路，其求出不连续电流模式功率因数校正变换器的输出电压与基准电压之差而进行输出；PI控制器，其对所述第一差值电路的输出信号进行比例积分控制，从而输出具有任意占空比的信号；第二差值电路，其输出输入到所述不连续电流模式功率因数校正变换器的经整流的输入电压与谐波调制因数直流电压之差；以及乘法电路，其对所述PI控制器的输出和所述第二差值电路的输出进行乘法处理而向所述不连续电流模式功率因数校正变换器的开关输出PFC控制信号。

Description

谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路
技术领域
本发明涉及利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路，更具体地，涉及对于不连续电流模式功率因数校正变换器，利用谐波调制，从而在不连续电流模式功率因数校正变换器中对功率因数和电感器电流进行改善的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路。
背景技术
功率因数校正电路(PowerFactorCorrection，PFC)用于降低功率线上的谐波，特别用于通过包括附属负载来使电路能够实质地视为纯电阻性负载。功率因数校正电路的目的是使得AC电压及电流实质地成为同相(inphase)。其在改善效率(efficiency)的同时去除有害谐波的产生。
例如，功率因数校正电路在几十至几百kHz频域中进行动作，可对于输入电源供给及负载，实现相当范围的变化，能够抑制大部分的谐波失真，具备单位(unity)的功率因数。
DC/DC变换器的基本电路结构根据电感器及能动开关的相对位置而分为六个基本类型即降压变换器、升压变换器、反转式变换器、古卡(Cuk)变换器、SEPIC变换器以及Zeta变换器。升压以及反转式电路构件适合执行PFC。
电感器在连续电流模式(CCM:continuous conduction mode)或者不连续电流模式(DCM:discontinuous conduction mode)下进行动作也无妨，因此能够实现高功率因数校正。在相同的输出功率下，在DCM下进行动作的电感器与在CCM下进行动作的电感器相比具有更高的峰值(peak)电流。随着功率更高，峰值电流更高，由此电路的开关损失也增加。
因此，CCM适于高功率输出。但是，在电感器在CCM下进行动作时，控制电路需要实时检测输入电压、电感器电流及输出电压之间的关系，因此电路复杂。另外，开关频率及开关的占空比(dutyratio)需要在每个输入电压周期发生一定的变化。
在PFC电路及两级变换器需要集成化为单级结构的情况下，PFC电路的开关元件及两级变换器应该具备相同的开关频率及占空比。
因此，PFC电路在CCM下动作时，PFC电路不适合集成化为两级变换器。与此不同地，在反转式PFC变换器中，在开关频率及开关元件的占空比在每个输入电源供给周期维持为一定的情况下，电感器在DCM下进行动作时，容易实现PFC功能。
发明内容
本发明要解决的课题是，具体为，提供对于不连续电流模式功率因数校正变换器利用谐波调制，从而在不连续电流模式功率因数校正变换器中改善了功率因数和电感器电流的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路。
根据本发明的一侧面，提供一种利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路，其特征在于包括：第一差值电路，其求出不连续电流模式功率因数校正变换器的输出电压与基准电压之差而进行输出；PI控制器，其对所述第一差值电路的输出信号进行比例积分控制，从而输出具有任意占空比的信号；第二差值电路，其输出输入到所述不连续电流模式功率因数校正变换器的经整流的输入电压与谐波调制因数直流电压之差；以及乘法电路，其对所述PI控制器的输出和所述第二差值电路的输出进行乘法处理而向所述不连续电流模式功率因数校正变换器的开关输出PFC控制信号。
所述谐波调制因数直流电压的大小可以为1+K/2(K为经整流的输入电压大小的最大值)。
所述第二差值电路的输出可具备1-K/2至1+K/2的值。
所述PFC控制信号为反映了所述PI控制器的输出所具有的占空比和所述第二差值电路的输出的谐波调制因数的结果值。
根据本发明，在不连续电流模式功率因数校正变换器中显著减少电感器的峰值电流，能够确保电感器电流调制的功率因数。由此，能够提供缩小电感器尺寸的效果。
附图说明
图1是用于说明根据本发明的一实施例的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路的图。
图2是用于说明根据本发明的一实施例的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路的动作的图。
图3是用于说明根据本发明的一实施例的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路，PFC变换器内的电感器电流和AC输入电流得到改善的情况的图。
图4是用于说明根据本发明的一实施例的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器的控制电路，PFC变换器内的电感器电流得到改善的情况的图。
符号说明
10:AC电源20:滤波部
30:整流部40:PFC变换器
41:升压电感器42:升压二极管
43:输入电容器44:PFC开关
45:输出电容器46:输出负载
100:PFC控制电路110:第一差值电路
120:PI控制器130:第二差值电路
140:乘法电路
具体实施方式
下面，参照附图，对本发明的实施例进行详细的说明。为了向本领域技术人员充分传达本发明的思想，以下面的实施例为例进行说明。因此，本发明不限于下面所说明的实施例，可具体化为其他形式。并且，在附图中，为方便起见，对结构要件的宽度、长度、厚度进行扩大而表示。在整个说明书中，相同的附图符号表示相同的构成要件。
图1是用于说明根据本发明的一实施例的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路的图。
参照图1，该图示出了AC电源10、滤波部20、整流部30、PFC变换器40及对PFC变换器40进行控制的PFC控制电路100。
滤波部20由滤波电感器及滤波电容器而形成，并且能够用于去除变换器的输入电流的高频构成要件，因此输入电流为低频形态，其理由是因为它是具有与输入电压相同的相位的波(wave)。
整流部30由至少一个整流器形成，例如为由四个二极管形成的全桥(full-bridge)整流电路。当然，也可以使用其他形态的整流电路。除了二极管，整流部30也可以由多个BJT、多个MOSFET及多个SCR等元件形成。
PFC变换器40包括升压电感器41、升压二极管42、输入电容器43、PFC开关44、输出电容器45、输出负载46而构成。
升压电感器41与整流部30的一侧端部连接而接收通过整流部30整流的电压。PFC开关44与升压电感器41串联连接，并且与升压电感器41一起连接到整流部30的输出两端。升压二极管42与升压电感器41串联连接。在升压电感器41的前端，整流部30的输出两端与输入电容器43连接，升压二极管42的阴极端与输出电容器45连接。
PFC控制电路100包括第一差值电路110、PI控制器120、第二差值电路130及乘法电路140而构成。
第一差值电路110求出不连续电流模式功率因数校正变换器的输出电压与基准电压之差而进行输出。
PI控制器120对第一差值电路110的输出信号进行比例积分控制而输出具有任意占空比的信号。
第二差值电路130输出输入到不连续电流模式功率因数校正变换器40的整流的输入电压与谐波调制因数直流电压之差。
乘法电路140对PI控制器120的输出和第二差值电路130的输出进行乘法处理而向不连续电流模式功率因数校正变换器40的PFC开关44输出PFC控制信号。
从乘法电路140输出的PFC控制信号是反映了PI控制器120的输出所具有的占空比和第二差值电路130的输出的谐波调制因数的结果值。
输入到第二差值电路130的谐波调制因数直流电压的大小为1+K/2。在此，K表示整流的输入电压大小的最大值。由此，第二差值电路130的输出可以是1-K/2至1+K/2的值。
图2是用于说明根据本发明的一实施例的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路的动作的图。
参照图1及图2，第一差值电路(difference circuit)110接收PFC变换器40的输出负载46上的输出电压VO和基准电压Vo-ref。基准电压Vo-ref与输出电压VO之差从第一差值电路(difference circuit)110输出而输入到PI控制器120。PI控制器120从第一差值电路(difference circuit)110接收基准电压Vo-ref与输出电压VO之差，并执行比例积分控制而输出到乘法电路140。从PI控制器120输出的信号具备任意占空比D。PI控制器120的输出信号波形如图2的(b)所示。
另一方面，第二差值电路130接收通过整流部30输入到PFC变换器40的经整流的输入电压|Vin|和谐波调制因数直流电压Vlevel。
经整流的输入电压|Vin|如图2的(e)所示，谐波调制因数直流电压Vlevel如图2的(d)所示。
输入到第二差值电路130的谐波调制因数直流电压Vlevel的大小为1+K/2。在此，K表示整流的输入电压大小的最大值|Vin|。从而，第二差值电路130的输出具有1-K/2至1+K/2的值。第二差值电路130的输出如图2的(c)所示。
乘法电路140接收PI控制器120的输出和第二差值电路130的输出。通过乘法电路140对PI控制器120的输出和第二差值电路130的输出进行乘法处理，作为PFC控制信号输出到PFC变换器40的PFC开关44。从乘法电路140输出的PFC控制信号如图2的(a)所示。
从乘法电路140输出的PFC控制信号是反映了PI控制器120的输出所具备的占空比D和第二差值电路130的输出所具备的谐波调制因数Kh的结果值。
式（1）表示升压电感器(41)上的峰值电流。
|Iac[n]|＝Vin[n]Vo(Kh[n]D)2Ts/(2L(Vo-Vin[n]))式(1)
在此，n表示时间，D表示占空比。Kh表示谐波调制因数。
另一方面，式（2）表示根据未反应谐波调制因数的以往的PFC控制方法，在升压电感器上的峰值电流。
|Iac[n]|＝Vin[n]VoD2Ts/(2L(Vo-Vin[n]))式(2)
对式(1)与式(2)进行比较可知，峰值电流根据谐波调制因数Kh而减少。
式（3）表示从式(1)求出第二差值电路130的输出所具备的谐波调制因数Kh的情况。
Kh [ n ] = V o V in , DC V in , rms V o 2 - V o V in , DC 1 - 2 V in , rms V o | sin ωn T s | 式(3)
式(4)表示第二差值电路130的输出所具有的谐波调制因数Kh的最大值。
K h max = V o V in , DC / ( V in , rms V o 2 - V o V in , DC ) 式(4)
式(5)表示第二差值电路130的输出所具有的谐波调制因数Kh的最小值。
Kh min = Kh max 1 - 2 V in , rms / V o 式(5)
图3是用于说明根据本发明的一实施例的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路而改善PFC变换器内的电感器电流和AC输入电流的图。
参照图3，图3的(a)中图示了在本发明的PFC变换器40内的升压电感器41中所流过的电流的波形。在图3的(b)中图示了施加到本发明的PFC变换器40内的AC输入电流的波形。PFC变换器40的PFC功率因数PF示为0.996。
另一方面，图3的(c)示出在以往的PFC变换器内的升压电感器中所流过的电流的波形。在图3的(d)中图示了施加到以往的PFC变换器内的AC输入电流的波形。PFC变换器的PFC功率因数PF示为0.965。即，可以确认根据本发明的利用谐波调制的PFC控制方式与以往的PFC控制方式相比，提高了PFC变换器的PFC功率因数PF。
参照图3，从电流的波形可知，图3的(a)、(b)中所示的本发明的电流峰值波形与图3的(c)、(d)中所示的以往的电流峰值波形相比得到减少，波形变得更加柔和。
图4是用于说明根据本发明的一实施例的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路而改善了PFC变换器内的电感器电流的图。
参照图4可知，在图4的(a)中所示的本发明的电流峰值波形与在图4的(b)中所示的以往的电流峰值波形相比得到减少，波形变得更加柔和。
当在升压电感器中流过的峰值电流减少时，能够降低电感器的大小。因为，电感器的磁芯是将磁芯的窗面积与磁芯的截面积相乘而决定的。因为峰值电流的大小越小，磁芯的窗面积和磁芯的截面积越减小。
以上，对根据本发明的具体实施例进行了说明，但不言而喻，在不脱离本发明的范围的情况下可以进行各种变形。因此，本发明的范围不应该仅限于所说明的实施例，而是应该根据后述的权利要求书以及与权利要求书相等的内容而定义。

Claims (3)

1.一种利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路，其特征在于包括：
第一差值电路，其求出不连续电流模式功率因数校正变换器的输出电压与基准电压之差而进行输出；
PI控制器，其对所述第一差值电路的输出信号进行比例积分控制，从而输出具有任意占空比的信号；
第二差值电路，其输出输入到所述不连续电流模式功率因数校正变换器的经整流的输入电压与谐波调制因数直流电压之差；以及
乘法电路，其对所述PI控制器的输出和所述第二差值电路的输出进行乘法处理而向所述不连续电流模式功率因数校正变换器的开关输出PFC控制信号，
所述谐波调制因数直流电压的大小为1+K/2，其中，K为经整流的输入电压大小的最大值。
2.根据权利要求1所述的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路，其特征在于，
所述第二差值电路的输出具有1-K/2至1+K/2的值。
3.根据权利要求1所述的利用谐波调制的不连续电流模式功率因数校正变换器控制电路，其特征在于，
所述PFC控制信号为反映了所述PI控制器的输出所具有的占空比和所述第二差值电路的输出的谐波调制因数的结果值。
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