CN103346759B

CN103346759B - 微功耗工频脉宽调制开关电源

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Publication number: CN103346759B
Application number: CN201310311584.XA
Authority: CN
Inventors: 郁百超
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Priority date: 2013-07-23
Filing date: 2013-07-23
Publication date: 2016-01-13
Anticipated expiration: 2033-07-23
Also published as: CN103346759A

Abstract

一种微功耗工频脉宽调制开关电源，所有功率器件都工作在工频，既不产生高频损耗，也不产生EMI干扰，该开关电源不采用复杂的PWM控制芯片，电路简单，安全可靠，寿命长，故障少，与传统高频脉宽调制开关电源相比，成本、体积、重量、功耗都减少90%。

Description

微功耗工频脉宽调制开关电源

技术领域

本发明涉及一种微功耗工频脉宽调制开关电源。

背景技术

图1是传统高频脉宽调调制开关电源中的控制芯片UC3825的框图，框图已经如此复杂，电路本身的复杂性可见一斑。

高频脉宽调制的工作原理如图2波形所示：直流电压V₌代表了输出电压值，V_△是芯片本身产生的三角波电压，V₌接在比较器的同相端，V_△接在比较器的反相端，经过比较器的比较操作后，当V₌大于V_△时，比较器输出高电平，如方波电压V2，电压V2经过分频、异或操作后，得到最后的驱动方波信号V_Q1、V_Q2。当代表输出电压的直流电压V₌变高时，比较器的输出电压V2的脉宽变窄，即最后的控制方波信号V_Q1、V_Q2也变窄，MOS管开通时间变短，输出电压变低，于是保持了输出电压的恒定，反之变然。

传统高频脉宽调制开关电源必须采用磁芯变压器降低由MOS管产生的高频方波高电压，滤波后得到需要的直流低电压，这里的“高频”和“变压器”，以及上述电路的复杂性，是传统高频脉宽调制开关电源产生弊端的三大根源。

1)高频工作的器件，会产生高频损耗和EMI干扰；

2)变压器的漏感会产生大量的电磁辐射，同时产生功率损耗；

3)电路的复杂性使得故障率增加，降低了系统的可靠性。

发明内容

本发明涉及一种工频脉宽调制开关电源，所有功率器件都工作在工频，既不产生高频损耗，也不产生EMI干扰，该开关电源不采用复杂的PWM控制芯片，电路简单，安全可靠，寿命长，故障少，与传统高频脉宽调制开关电源相比，成本、体积、重量、功耗都减少90%。

微功耗工频脉宽调制开关电源包括光耦U1、比较器U2、U3；二极管D2、D3、D6、D7组成整桥B，输入市电接整流桥B的输入端，整流桥B的正输出端是Vd，其负输出端是地；电容C2的正极、电阻R5、R7、R10、二极管D1的阳极都接在整流桥B的正输出端Vd；电阻R2、R3、R4、R8、二极管D5的阴极、电容C1的正极、比较器U2、U3的电源正端都接在一起形成端点Vcc，此端点通过电阻R1接二极管D1的阴极；电阻R12-R15、电容C1、C3的负极、二极管D5的阳极、光耦U1的三极管部份的发射极、比较器U2、U3的电源负端、功率MOS管Q1的源极都接地；光耦U1的二极管部份的阳极接电阻R7的另一端，其阴极接电阻R10的另一端，同时接功率MOS管Q1的漏极和电容C2的负极；功率MOS管Q1的栅极接比较器U3的输出端，同时接电阻R8的另一端，光耦U1的三极管部份的集电极接电阻R2的另一端，通过电阻R9接比较器U2的同相输入端，同时接电阻R13的另一端，其反相端接电阻R3和电阻R12组成的串联支路的中点，比较器U2的输出端接电阻R4的另一端，同时接二极管D4的阳极，电阻R11、二极管D4的阴极、电容C3的正极接在一起。电阻R11的另一端接比较器U3的同相输入端和电阻R14的另一端，比较器U3的反相输入端接电阻R5和电阻R15组成的串联支路的中点。

微功耗工频脉宽调制开关电源的全部控制电路实际只一个比较器，比较器的输出直接驱动功率MOS管，并不需要复杂的PWM脉宽调制芯片及其复杂的外围电路。

图5是微功耗工频脉宽调制开关电源控制原理，与图2的高频脉宽调制的工作原理相仿，直流电压Vp代表了输出电压值，Vn是正弦波参考电压，Vp接在比较器的同相端，Vn接在比较器的反相端，经过比较器的比较操作后，当Vp大于Vn时，比较器输出高电平，如方波电压Vg，电压Vg就是最后的驱动方波信号，当代表输出电压值的直流电压Vp变高时，比较器的输出电压Vg的脉宽变宽，电压Vg通过反相后，MOS管开通时间变短，输出电压Vo变低，于是保持了输出电压Vo的恒定，反之变然。图3是输出电压Vo的仿真波开，图4是调制产生的驱动信号Vg的仿真波形。

微功耗工频脉宽调制开关电源不采用磁芯变压器降低电压，因为功率MOS管输出的电压，是以正弦波以零点为中心的脉冲高度，正是为额定输出电压量身定做的，经在电容滤波后即是输出电压额定值，不必进行额外的功率变换。这里的“工频”和“不采用变压器”，以及上述简单之极的电路，是微功耗工频脉宽调制开关电源之所以具有优越性的三要素。

1)工频工作的器件，不会产生高频损耗和EMI干扰；

2)没有变压器就没有漏感产生的电磁辐射，同时也不会产生功率损耗；

3)简单之极的电路使得故障率降至极小，系统的可靠性提高至极大。

附图说明

图1传统高频脉宽调调制开关电源中的控制芯片框图。

图2传统高频脉宽调调制开关电源中的控制波形。

图3微功耗工频脉宽调制开关电源控制原理（输出波形）。

图4微功耗工频脉宽调制开关电源控制原理（驱动波形）。

图5微功耗工频脉宽调制开关电源控制原理（调制波形）。

图6开环控制电路。

图7开环控制电路输出电压仿真波形。

图8开环控制电路调制仿真波形。

图9开环控制电路驱动方波仿真波形。

图10闭环控制电路。

图11闭环控制电路输出电压仿真波形。

图12闭环控制电路调制仿真波形。

图13闭环控制电路驱动方波仿真波形。

图14恒流控制电路。

图15恒流控制电路输出电压仿真波形。

图16恒流控制电路输出电压仿真波形（200Ω）。

图17闭环控制电路调制仿真波形。

图18闭环控制电路驱动方波仿真波形。

图19闭环控制电路调调方波仿真波形。

图20恒压控制电路。

图21恒压控制电路电压仿真波形。

具体实施方式

1．开环控制电路

图6是微功耗工频脉宽调制开关电源的开环控制电路，二极管D2、D3、D5、D6组成的整流桥从市电得到单向馒头波电压，二极管D1、电阻R1、稳压管D4、电容C1组成了辅助电源，比较器LM339的同相输入端接电阻R2、R6串联支路的中点，电阻R2的另一端接Vcc，电阻R6的另一端接地；LM339的反相输入端接电阻R3、R7串联支路的中点，电阻R3的另一端接Vd，电阻R7的另一端接地；LM339的输出端通过电阻R4接Vcc，同时直接接功率MOS管Q1的栅极，Q1的漏极接Vd，源极通过电阻R9和电容C2接地，输出电压Vo由电阻R9和电容C2取得。

调节电阻R6的大小，可以调节电压Vp相对于参考电压Vn的位置，即可以调节比较器输出方波的脉宽，从而改变功率MOS管的导通时间，改变输出电压Vo的幅值。

图7、8、9是开环控制电路各点电压仿真波形，电阻R6增大，电压Vp相对于参考电压Vn的位置增高，比较器输出方波Vg的脉宽变宽，从而增加功率MOS管的导通时间，使得输出电压Vo增加，反之亦然。

比较器的输出方波Vg，即功率MOS管栅极驱动信号的幅值，就是辅助电压Vcc的幅值，其脉宽决定于电压Vp大于参考电压Vn的持续时间，改变电阻R6的大小，就是改变Vg的脉宽，从而改变输出电压Vo的高低。

2．闭环控制电路

图10是微功耗工频脉宽调制开关电源的闭环控制电路，与图6的开环控制电路相比，增加了光耦4N33和2个电阻，电路接法如图示。

当输入电压增加，或负载电流减小时，输出电压Vo会增加，导至流经光耦4N33二极管部份的电流增加，则三极管部份的集电极电流也增加，集电极电阻R2上的电压增加，于是4N33三极管部份集电极电压降低，使得电压Vp相对于参考电压Vn的相对位置下降，从而使得比较器LM339输出方波的脉宽变窄，功率MOS管导致通时间变短，于是输出电压Vo下降，反之亦然。

图11、12、13是闭环控制电路各点电压仿真波形，当外界条件使得输出电压Vo下降时，电压Vp相对于参考电压Vn的位置在上升，于是LM339输出方波脉宽增加。

3．恒流控制电路

图14是恒流电路，与图10的闭环控制电路相比，增加了一个比较器LM339，以及一个二极管、一个电容、2个电阻，电路接法如图示；同时在输出电阻中串接了分压电阻R6，光耦4N33的二极管部份通过电阻R7跨接在分压电阻R6两端，输出滤波电容C2与负载电阻和分压电阻的串联支路并联。

设负载电阻R10为200Ω，电路稳定工作，此时输出电流300mA，负载电压60V，分压电阻R6=4Ω，其上压降1.2V，整个电路达到平衡：U2同相端、反相端电压相等，其输出低电平，不向C3充电，C3上的电压使得U3比较器LM339同相端电压相对于反相端参考电压Vn保持上移，其输出端输出一定宽度的方波驱动Q1开通和关断，保持输出电波300mA。

当负载电阻R10改变为400Ω时，会产生以下结果：通过负载电阻R10和分压电阻R6电流减小，电阻R6上的电压也减小，U1光耦4N33二极管部份的电流减小，其三极管部份的集电极电流减小，则集电极电压升高。

在光耦4N33三极管部份的集电极电位升高期间，U2比较器LM339同相端电压Vp的电压幅值相对于参考电压Vn上移，于是U2的输出端持续输出高电平，通过二极管D4对电容C3持续充电，电容C3上的电压持续上升。

在电容C3上的电压持续上升期间，U3比较器LM339同相端电压Vp相对于反相端参考电压Vn持续上移，U3输出端方波脉宽持续增加，功率MOS管Q1的导通时间持续增加，负载电阻R10和分压电阻R6串联支路中的电流持续增加，串联支路的电压持续升高。

负载电阻R10和分压电阻R6串联支路中的电流增加、串联支路的电压升高，电压升高趋势持续到一定程度、分压电阻R6上的电压达到1.2V时，整个电路达到了新的平衡：负载电流300mA，U2同相端、反相端电压相等，U2的输出端输出低电平，不再向C3充电。

电容C3上的电压经过持续充电后，达到了一个新的幅值，此电压幅值使得U3比较器LM339同相端电压Vp相对于反相端参考电压Vn保持一个新的上移，U3的输出端输出增加了宽度的方波，驱动Q1开通和关断，保持输出电流300mA，而负载电压为120V。

恒流电路中，当负载电阻200Ω时，输出电流300mA，当负载电阻增加至400Ω时，负载电流仍保持300mA，本电路恒流性能极佳。

当电路有随机事件发生，或者电容自放电，使得电容电压下降时，根据前面的讨论，U3比较器输出的脉宽将变窄，整机输出电压会降低，导致U1光耦4N33三极管部份的集电极电压上升，于是U2输出端输出高电平，通过二极管D4对电容C3充电，根据前面的讨论，当C3是的电压达到随机事件发生，或者电容自放电之前的电压幅值时，电路达到平衡，恢复原来的状态。

图15是恒流电路不同负载时输出电流的仿真波形，从下到上依次是：负载电阻100Ω时输出电流的仿真波形，输出电压30V；负载电阻200Ω时输出电流的仿真波形，输出电压60V；负载电阻300Ω时输出电流的仿真波形，输出电压90V；负载电阻400Ω时输出电流的仿真波形，输出电压120V；通过计算发现，本电路的恒流线性性能极佳。

图16、17、18、19是电压、电流仿真波形，图16是输出电压，此电压在开机时有一个上冲，是由于U1光耦4N33三极管部份集电极电流为零，集电极电位最高；图17是同相端电压Vp和反相端参考电压Vn，同相端电压Vp在开机时的上冲，是由于U1光耦4N33三极管部份的集电极电位最高所致，反相端参考电压Vn非常平稳，因为直接取自辅助电压Vcc。

图18是U2比较器LM339输出的方波电压，此电压通过二极管D4对电容C3充电，开机后的200ms，U2比较器一直输出高电平，但由于辅助电压Vcc尚未建立，所以看到一个从零增大的过程。此后输出的方波，是因为各种偶发事件，以及电容C3自放电，C3上的电压降低，于是启动了整机的反馈过程，U2比较器输出高电平对C3充电，保持输出电流恒定。

图19是U3比较器LM339同相端电压Vp和反相端参考电压Vn，同相端电压Vp是电容C3上的电压分压而来，反相端参考电压Vn是由整流馒头波电压分压而来，两者相交，在Vp大于Vn时间间隔，U3输出高电平，直接驱动Q1的开通和关断。

图20是恒流控制电路用作恒压输出，与图14电路相比，去掉分压电阻R6，U1光耦4N33的二极管通过电阻R7跨接在负载电阻R10两端，适当调节电阻R7，可使输出电压为额定值。图21是负载电阻R10分别为100Ω、200Ω、300Ω、400Ω、500Ω时，输出电压仿真波形，从仿真波形可以看出，输出电压波形非常接近，其值几乎相等，说明恒流控制电路用作恒压输出，其输出特性极佳。实际上恒流控制和恒压控制的原理完全一样，都是对输出电压进行检测，只要保持分压电阻R6上的电压为1.2V，即可保持输出电流恒定，同样道理，只要保持负载电阻R10上的电压为额定值，即可保持输出电压恒定。

4．几点说明

1)本开关电源电路极其简单，开环控制核心器件只一个比较器，闭环控制只多一个光耦，恒流控制再多一个比较器；

2)所有功率器件都工作在工频，而能实现高频脉宽调制的全部功能，其优越性可想而知；

3)本开关电源在功率变换整个过程中，唯一功率损耗是功率MOS管Q1的静态损耗，即截止损耗和导通损耗，因此总功率损耗极微。

4)微功耗工频脉宽调制开关电源与传统高频脉宽调制开关电源相比，成本、体积、重量、功耗都减小90%，而性能大大优化；

5)由于所有器件工作在工频，输出电压滤波电容要求较大，在不能满足纹波要求时，可接超级电容；

6)本开关电源适合非隔离应用，例如恒流照明、恒流充电等。

Claims

1.一种微功耗工频脉宽调制开关电源，其特征是：整机包括光耦（U1）、第二、三比较器（U2、U3）；第二、三、六、七二极管（D2、D3、D6、D7）组成整流桥（B），输入市电接整流桥（B）的输入端，整流桥（B）的正输出端是Vd，其负输出端是地；第二电容（C2）的正极、第五、七、十电阻（R5、R7、R10）、第一二极管（D1）的阳极都接在整流桥（B）的正输出端Vd；第二、三、四、八电阻（R2、R3、R4、R8）、第五二极管（D5）的阴极、第一电容（C1）的正极、第二、三比较器（U2、U3）的电源正端都接在一起形成端点Vcc，此端点通过第一电阻（R1）接第一二极管（D1）的阴极；第十二到第十五电阻（R12-R15）、第一、三电容（C1、C3）的负极、第五二极管（D5）的阳极、第一光耦（U1）三极管部分的发射极、第二、三比较器（U2、U3）的电源负端、功率MOS管（Q1）的源极都接地；光耦（U1）的二极管部分的阳极接第七电阻（R7）的另一端，其阴极接第十电阻（R10）的另一端，同时接功率MOS管（Q1）的漏极和第二电容（C2）的负极；功率MOS管（Q1）的栅极接第三比较器（U3）的输出端，同时接第八电阻（R8）的另一端，光耦（U1）的三极管部分的集电极接第二电阻（R2）的另一端，通过第九电阻（R9）接第二比较器（U2）的同相输入端，同时接第十三电阻（R13）的另一端，第二比较器（U2）的反相端接第三电阻（R3）和第十二电阻（R12）组成的串联支路的中点，第二比较器（U2）的输出端接第四电阻（R4）的另一端，同时接第四二极管（D4）的阳极，第十一电阻（R11）、第四二极管（D4）的阴极、第三电容（C3）的正极接在一起；第十一电阻（R11）的另一端接第三比较器（U3）的同相输入端和第十四电阻（R14）的另一端，第三比较器（U3）的反相输入端接第五电阻（R5）和第十五电阻（R15）组成串联支路的中点。