CN103346672A - 多级单开关升压变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力电子领域，具体涉及一种多级单开关升压变换器。由Boost升压电路和若干个Switch-Capacitor网络组成，其中每一个Switch-Capacitor网络所贡献的电压相等，并通过交错串联的方式实现多个网络电压的累加，提高输出电压，升压能力强。变换器只有一个有源开关元件，控制电路简单，且开关管电压应力小，为输入电压的1/(1-D)倍；每个Switch-Capacitor网络中的电容电压大小相等，为输入电压的1/(1-D)倍，电容电压应力小，减小了电路体积，且容易集成。

Description

多级单开关升压变换器

技术领域

本发明涉及电力电子领域，具体涉及一种多级单开关升压变换器。

背景技术

在可再生能源并网发电中，光伏发电和燃料电池发电的角色举足轻重，然而太能板和燃料电池的输出电压都相对较低，不足以达到并网发电的目的。因此，具有较大升压比的DC-DC升压变换器变得极为重要。另外，为了适用于工程领域，这类升压变换器还要同时具有较小的体积、较高的功率密度和较高的效率。

目前，在新能源并网发电领域，应用较多的还是传统的Boost变换器，然而实际应用中，它的升压能力有限，仅为输入电压的6倍，若要继续增大输出电压，则要增大占空比，这样一来会引起如下问题：①有源开关管及二极管的电压、电流应力大；②开关损耗、二极管反向恢复损耗大，导致变换效率低；③dv/dt大，导致EMI严重；④抗输入电压扰动能力及动态性能差。

为了提高电压增益和变换器性能，国内外很多专家学者们致力于高增益变换器拓扑的研究工作。目前的装置虽然能实现较好的升压作用，但是拓扑结构较复杂，控制电路设计困难，且电感元件较多，变换器体积大。现有的n级级联型Boost变换器，虽然能实现较高的升压能力，但是开关管电压应力较高，等于输出电压，影响了变换器工作效率。有人提出了Z源变换器拓扑，采用一个独特的阻抗网络，将变换器主电路和电源耦合在一起，得到传统的电压源和电流源变换器所不能得到的独特特性，提供了一个新颖的功率变换概念，克服了传统的电压源和电流源变换器的不足，但是存在升压能力不足、启动冲击较严重、输入电流断续造成直流电压利用率低等方面的不足。采用级联准Z源阻抗网络的方法实现电压增益的提高，变换效率较高，但主电路拓扑及控制电路较复杂，如何确保级联准Z源阻抗网络的稳定工作也相对困难，且电路中电感元件较多，体积大。现有的基于Cuk变换器和Sepic变换器，采用电压自举技术实现升压作用，虽然输入电流纹波和输出电压纹波较小，控制电路简单，但是升压能力有限。目前还有针对燃料电池发电系统提出使用耦合电感构建高升压变换器，耦合电感的使用会引起开关器件电压应力过高，导致变换器工作损耗较大，效率低，且有源开关元件较多，成本高。也有的文献记载的方案虽然能实现较好的升压作用，但是拓扑较为复杂，控制电路设计困难，且输入电压利用率低，输出电压纹波大。

因而，针对新能源发电领域中对变换器的需求，亟需升压能力强，控制电路简单，易于集成的升压变换器。

发明内容

本文在传统Boost变换器的基础上，提出了一种多级单开关升压变换器。该变换器由Boost升压电路和若干个Switch-Capacitor网络组成，其中每一个Switch-Capacitor网络所贡献的电压相等，并通过交错串联的方式实现多个网络电压的累加，提高输出电压，升压能力强。变换器只有一个有源开关元件，控制电路简单，且开关管电压应力小，为输入电压的1/(1-D)倍；每个Switch-Capacitor网络中的电容电压大小相等，为输入电压的1/(1-D)倍，电容电压应力小，减小了电路体积，且容易集成。

为实现本发明目的而采用的技术方案是这样的，一种多级单开关升压变换器，

包括前级Boost升压网络和若干个Switch-Capacitor网络；其中前级Boost升压网络的拓扑结构如下：有源开关管S的漏极通过电感L连接电源U_in的正极，有源开关管S的源极连接电源U_in的负极；二极管D₁₁的阴极与电容C₁₂的正极串联，电容C₁₂的负极与二极管D₁₂的阴极连接，二极管D₁₂的阳极串联电容C₁₁的负极，电容C₁₁的正极与二极管D₁₁的阳极连接；有源开关管S的漏极还连接到电容C₁₁正极与二极管D₁₁阳极间的连接点，有源开关管S的源极还连接到电容C₁₂负极与二极管D₁₂阴极间的连接点。

所述Switch-Capacitor网络的拓扑结构分两种情况：①二极管D_(n-1)n的阴极与电容C_n2的正极串联，电容C_n2的负极与二极管D_(n)(n+1)的阴极连接，二极管D_(n)(n+1)的阳极串联电容C_n1的负极，电容C_n1的正极与二极管D_(n-1)(n)的阳极连接，电容C_n2负极与二极管D_(n)(n+1)阴极间的连接点与有源开关管S的源极连接，电容C_n1正极与二极管D_(n-1)(n)阳极间的连接点与有源开关管S的漏极连接；②二极管D_(n-1)n的阴极与电容C_n2的正极串联，电容C_n2的负极与二极管D_(n)(n+1)的阴极连接，二极管D_(n)(n+1)的阳极串联电容C_n1的负极，电容C_n1的正极与二极管D_(n-1)(n)的阳极连接，电容C_n2负极与二极管D_(n)(n+1)阴极间的连接点与二极管D_n1的阳极连接，电容C_n1正极与二极管D_(n-1)(n)阳极间的连接点与二极管D_n1的阴极连接。

前级Boost升压网络中的二极管D₁₁阴极与电容C₁₂正极间的连接点连接二极管D_o的阳极；电容C_o与负载电阻R并联后，一端连接二极管D_o的阴极，另一端连接到Switch-Capacitor网络中的二极管D_(n)(n+1)阳极和电容C_n1负极间的连接点。

前级Boost升压网络串联（n-1）个Switch-Capacitor网络，构成n个网络交错串联的结构，实现多级累加升压。

上述前级Boost升压网络和Switch-Capacitor网络中的各二极管的规格参数相同，各电容的规格参数相同，从而Switch-Capacitor网络在结构上严格对称，电容电压大小相等。

将所述二极管D_o替换为电感L₂，可以减小输出电压的波纹。

本发明与现有的升压变换器相比具有以下优越性：

（1）只有一个有源开关元件，控制电路简单，且有源开关管和Switch-Capacitor网络中的二极管电压应力小，均为输入电压的1/(1-D)倍，不会随网络个数的增加而增加，而是保持不变。

（2）每一级Switch-Capacitor网络中的电容电压大小相等，为输入电压的1/(1-D)倍，电容电压应力小，减小了对电容耐压能力的要求，从而减小了电容体积，进而减小了电路体积，且变换器升压能力强，适合应用于新能源并网发电、大功率电源等应用场合。

（3）输入电流连续且纹波小，电源电压利用率高；将二极管D_o替换为电感L₂，可减小输出电压纹波大小。

（4）由于该变换器主要由二极管和电容构成的Switch-Capacitor网络组成，容易集成，因而在小功率应用场合同样具有较大的优势。

附图说明

本发明可以通过附图给出的非限定性实施例进一步说明。

图1为二级单开关升压变换器拓扑结构；

图2为二级单开关升压变换器等效电路图；

图3为二级单开关升压变换器的输入电流波形和输出电压波形；

图4为三级单开关升压变换器拓扑结构；

图5为三级单开关升压变换器等效电路图；

图6为三级单开关升压变换器的输入电流波形和输出电压波形；

图7为多级单开关升压变换器拓扑结构；

图8为多级单开关升压变换器的电压增益大小比较；

图9为二级小波纹单开关升压变换器拓扑结构；

图10为二级小波纹单开关升压变换器等效电路图；

图11为二级小波纹单开关升压变换器的输入电流波形和输出电压波形；

图12为三级小波纹单开关升压变换器拓扑结构；

图13为三级小波纹单开关升压变换器等效电路图；

图14为三级小波纹单开关升压变换器的输入电流波形和输出电压波形；

图15为多级小波纹单开关升压变换器拓扑结构；

图16为多级小波纹单开关升压变换器的电压增益大小比较。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明，但不应该理解为本发明上述主题范围仅限于下述实施例。在不脱离本发明上述技术思想的情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段，做出各种替换和变更，均应包括在本发明范围内。

实施例1二级单开关升压变换器

在前级Boost升压网络中增加一个Switch-Capacitor网络，构成一个二级单开关升压变换器，如图1所示。将这两个网络分别记为网络1和网络2，其中网络1和网络2共享二极管D₁₂。该二级单开关升压变换器的等效电路如图2所示。

当有源开关管S导通时，二极管D₁₁、D₁₂、D₂₃截止，D₂₁、D_o导通，该二级单开关升压变换器的等效电路如图2(a)所示。此时，网络1中的电容C₁₁与C₁₂和网络2中的电容C₂₁与C₂₂分别交错串联，同时电容C₁₁与C₂₂并联。

电感L上的电压大小为：

u_L＝U_in   (1-1)

由于C₁₁与C₂₂并联，所以网络1与网络2中的电容电压大小相等，即：

U_c1＝U_c2   (1-2)

输出电压大小为：

U_o＝2U_c2+U_c1   (1-3)

当有源开关管S关断时，二极管D₁₁、D₁₂、D₂₃导通，D₂₁、D_o截止，该二级单开关升压变换器的等效电路如图2(b)所示。此时，网络1中的电容C₁₁与C₁₂和网络2中的电容C₂₁与C₂₂分别并联，保证了每个网络中的电容电压大小相等，即验证了该网络的对称性。

电感L上的电压大小为：

u_L＝U_in-U_c1   (1-4)

根据式(1-1)、(1-4)，结合电感伏秒平衡原理可得网络1中的电容电压大小为：

$U_{c1}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(1-5)$

将式(1-5)代入式(1-2)可得，这两个Switch-Capacitor网络中的电容电压大小为：

$U_{c1}=U_{c2}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(1-6)$

将式(1-6)代入式(1-3)可得，该二级单开关升压变换器的输出电压大小为：

$U_o=\frac{3}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(1-7)$

有源开关管和Switch-Capacitor网络中二极管的电压应力大小相等，为：

$u_{\mathrm{vpS}}=U_{\mathrm{vpD}}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(1-8)$

图3给出了二级单开关升压变换器的输入电流波形和输出电压波形。经计算可得，该变换器的输入电流纹波大小和输出电压纹波大小分别为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{in}}=\mathrm{\Δ}{i}_L=\frac{U_{\mathrm{in}}}{2L}D{T}_s$ $\mathrm{\Δ}{u}_o=\frac{U_o}{2R{C}_o}(1-D)T_s---(1-9)$

实施例2三级单开关升压变换器

若在实施例1的基础上再增加一个Switch-Capacitor网络，可构成三级单开关升压变换器，如图4所示，其中网络1和网络2共享二极管D₁₂，网络2和网络3共享二极管D₂₃。其等效电路如图5所示。

当有源开关管S导通时，二极管D₁₁、D₁₂、D₂₃、D₃₄截止，D₂₁、D₃₁、D_o导通，其等效电路如图5(a)所示。此时，网络1中的电容C₁₁与C₁₂，网络2中的电容C₂₁与C₂₂和网络3中的电容C₃₁与C₃₂分别交错串联，同时C₁₁与C₂₂、C₂₁与C₃₂分别并联。

电感L上的电压大小为：

u_L＝U_in   (2-1)

由于C₁₁与C₂₂、C₂₁与C₃₂分别并联，所以这3个网络中的电容电压大小相等，即：

U_c1＝U_c2＝U_c3   (2-2)

输出电压大小为：

U_o＝2U_c3+U_c2+U_c1   (2-3)

当有源开关管S关断时，二极管D₁₁、D₁₂、D₂₃、D₃₄导通，D₂₁、D₃₁、D_o截止，其等效电路如图5(b)所示。此时，网络1中的电容C₁₁、C₁₂，网络2中的电容C₂₁、C₂₂和网络3中的电容C₃₁、C₃₂分别并联。

电感L上的电压大小为：

u_L＝U_in-U_c1   (2-4)

根据式(2-1)～(2-4)可得，3个网络中的电容电压大小和该变换器的输出电压大小分别为：

$U_{c1}=U_{c2}=U_{c3}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(2-5)$

$U_o=\frac{4}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(2-6)$

有源开关管和Switch-Capacitor网络中二极管的电压应力大小相等，为：

$u_{\mathrm{vpS}}=U_{\mathrm{vpD}}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(2-7)$

同样地，由图6可得，该变换器的输入电流纹波大小和输出电压纹波大小分别为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{in}}=\mathrm{\Δ}{i}_L=\frac{U_{\mathrm{in}}}{2L}D{T}_s$ $\mathrm{\Δ}{u}_o=\frac{U_o}{2R{C}_o}(1-D)T_s---(2-8)$

实施例3多级单开关升压变换器

基于二级单开关升压变换器和三级单开关升压变换器的组成规律和工作原理，若在前级Boost升压网络的基础上增加(n-1)个Switch-Capacitor网络，可以得到一个含n个网络的升压变换器，简称为n级单开关升压变换器，又叫多级单开关升压变换器，其电路拓扑结构如图7所示。

根据交错串联的Switch-Capacitor网络个数的不同，该变换器结构会有所不同，但总体上来说，分为两种拓扑结构，如图7所示。记交错串联的网络个数为n，当n=2k（k为正整数）时，拓扑结构如图7(a)所示，即有偶数个Switch-Capacitor网络交错串联；当n=2k+1（k为正整数）时，拓扑结构如图7(b)所示，即有奇数个Switch-Capacitor网络交错串联。由图7可以看出来，对于多级单开关升压变换器而言，n为奇数与n为偶数情况下其电路拓扑结构有一些不同，但其输出电压大小表达式不受影响，恒为：

$U_o=\frac{n+1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(3-1)$

另外，在有源开关管导通期间，每两个相邻的Switch-Capacitor网络中的各自一个电容互相并联，因而每个Switch-Capacitor网络中的电容电压大小相等，即：

$U_{c1}=U_{c2}=,,,=U_{\mathrm{cn}}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(3-2)$

有源开关管和Switch-Capacitor网络中二极管的电压应力大小相等，为：

$u_{\mathrm{vpS}}=U_{\mathrm{vpD}}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(3-3)$

输入电流纹波和输出电压纹波大小分别为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{in}}=\mathrm{\Δ}{i}_L=\frac{U_{\mathrm{in}}}{2L}D{T}_s$ $\mathrm{\Δ}{u}_o\frac{U_o}{2R{C}_o}(1-D)T_s---(3-4)$

由式(3-2)和(3-3)可知，每个Switch-Capacitor网络中的电容电压大小和开关管电压应力相等，为1/(1-D)U_in，都较小。随着Switch-Capacitor网络个数的增加，该多级升压变换器的升压能力随之增强，这一点也可以通过图8看出来。图8给出了多级单开关升压变换器的电压增益大小（只给出了二级到五级的情况）。另外，输入电流纹波都和输出电压纹波大小都始终保持恒定不变，相对较小，且输入电流连续，电源电压利用率高。

实施例4二级小波纹单开关升压变换器

二级小纹波单开关升压变换器的拓扑结构和等效电路如图9和图10所示。在这个变换器中，存在前级Boost升压网络和Switch-Capacitor网络，分别记为网络1和网络2，其中网络1和网络2共享二极管D₁₂。

当有源开关管S导通时，二极管D₁₁、D₁₂、D₂₃截止，D₂₁、D_o导通，该二级小纹波单开关升压变换器的等效电路如图10(a)所示。此时，网络1中的电容C₁₁与C₁₂和网络2中的电容C₂₁与C₂₂分别交错串联，同时电容C₁₁与C₂₂并联。

电感L₁和电感L₂上的电压大小分别为：

u_L1＝U_in   (4-1)

u_L2＝2U_c2+U_c1-U_o   (4-2)

由于C₁₁与C₂₂并联，所以网络1与网络2中的电容电压大小相等，即：

U_c2＝U_c1   (4-3)

当有源开关管S关断时，二极管D₁₁、D₁₂、D₂₃导通，D₂₁、D_o截止，其等效电路如图10(b)所示。此时，网络1中的电容C₁₁与C₁₂和网络2中的电容C₂₁与C₂₂分别并联，保证了每个网络中的电容电压大小相等，即验证了该网络的对称性。

电感L₁和电感L₂上的电压大小分别为：

u_L1＝U_in-U_c1   (4-4)

u_L2＝U_c1+U_c2-U_o   (4-5)

根据式(4-1)～(4-5)，结合电感伏秒平衡原理可得：

$U_{c1}=U_{c2}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(4-6)$

$U_o=\frac{2+D}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(4-7)$

由式(4-6)可知，这两个Switch-Capacitor网络中的电容电压大小相等，为输入电压的1/(1-D)倍。同时，开关管电压应力为：

$u_{\mathrm{vpS}}=U_{\mathrm{vpD}}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(4-8)$

图11给出了二级小纹波单开关升压变换器的电感电流波形。经计算可得，电感L₁和L₂的电流纹波大小分别为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L1}=\frac{U_{\mathrm{in}}}{2L_1}D{T}_s$ $\mathrm{\Δ}{i}_{L2}=\frac{U_{\mathrm{in}}}{2L_2}D{T}_s---(4-9)$

借鉴Buck变换器输出电压纹波大小的计算方法，可得该变换器的输出电压纹波大小为：

$\mathrm{\Δ}{u}_o=\frac{\mathrm{\Δ}{i}_{L2}{T}_s}{8C_o}=\frac{U_{\mathrm{in}}D{T_s}^2}{16L_2{C}_o}---(4-10)$

实施例5三级小波纹单开关升压变换器

如图12和13所示分别为三级小波纹单开关升压变换器的拓扑结构和等效电路图。当有源开关管S导通时，二极管D₁₁、D₁₂、D_23、D₃₄截止，D₂₁、D₃₁、D_o导通，其等效电路如图13(a)所示。此时网络1中的电容C₁₁与C₁₂，网络2中的电容C₂₁与C₂₂和网络3中的电容C₃₁与C₃₂分别交错串联，同时C₁₁与C₂₂、C₂₁与C₃₂分别并联。

电感L₁和电感L₂上的电压大小分别为：

u_L1＝U_in   (5-1)

u_L2＝2U_c3+U_c2+U_c1-U_o   (5-2)

由于C₁₁与C₂₂、C₂₁与C₃₂分别并联，所以这3个网络中的电容电压大小相等，为：

U_c1＝U_c2＝U_c3   (5-3)

当有源开关管S关断时，二极管D₁₁、D₁₂、D₂₃、D₃₄导通，D₂₁、D₃₁、D_o截止，其等效电路如图13(b)所示。此时网络1中的电容C₁₁与C₁₂，网络2中的电容C₂₁与C₂₂和网络3中的电容C₃₁与C₃₂分别并联。

电感L₁和电感L₂上的电压大小分别为：

u_L1＝U_in-U_c1   (5-4)

u_L2＝U_c1+U_c2+U_c3-U_o   (5-5)

根据式(5-1)～(5-5)可得，三级小纹波单开关升压变换器的输出电压和各级网络中电容电压大小分别为：

$U_o=\frac{4}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(5-6)$

$U_{c1}=U_{c2}=U_{c3}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(5-7)$

由式(5-7)可知，各级网络中的电容电压大小相等，为输入电压的1/(1-D)倍。同时，开关管电压应力为：

$u_{\mathrm{vpS}}=U_{\mathrm{vpD}}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(5-8)$

图14给出了三级小纹波单开关升压变换器的电感电流波形。经计算可得，电感L₁和L₂的电流纹波大小分别为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L1}=\frac{U_{\mathrm{in}}}{2L_1}D{T}_s$ $\mathrm{\Δ}{i}_{L2}=\frac{U_{\mathrm{in}}}{2L_2}D{T}_s---(5-9)$

借鉴Buck变换器输出电压纹波大小的计算方法，可得该变换器的输出电压纹波大小为：

$\mathrm{\Δ}{u}_o=\frac{\mathrm{\Δ}{i}_{L2}{T}_s}{8C_o}=\frac{U_{\mathrm{in}}D{T_s}^2}{16L_2{C}_o}---(5-10)$

实施例6多级小波纹单开关升压变换器

基于二级小纹波单开关升压变换器和三级小纹波单开关升压变换器的组成规律和工作原理，可以得到一个含n个Switch-Capacitor网络的升压变换器，简称为n级小纹波单开关升压变换器，又叫多级小纹波单开关升压变换器，其电路拓扑如图15所示。

根据交错串联的Switch-Capacitor网络个数的不同，该变换器结构会有所不同，但总体上来说，分为两种拓扑结构，如图15所示。记交错串联的Switch-Capacitor网络个数为n，当n=2k（k为正整数）时，拓扑结构如图15(a)所示，即有偶数个Switch-Capacitor网络交错串联；当n=2k+1（k为正整数）时，拓扑结构如图15(b)所示，即有奇数个Switch-Capacitor网络交错串联。由图15可以看出来，对于多级小纹波单开关升压变换器而言，n为奇数与n为偶数情况下其电路拓扑结构有一些不同，但其输出电压大小表达式不受影响，恒为：

$U_o=\frac{n+D}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(6-1)$

另外，在有源开关管导通期间，每两个相邻的Switch-Capacitor网络中的各自一个电容互相并联，因而每个Switch-Capacitor网络中的电容电压大小相等，即：

$U_{c1}=U_{c2}=,,,=U_{\mathrm{cn}}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(6-2)$

开关管电压应力为：

$u_{\mathrm{vpS}}=U_{\mathrm{vpD}}=\frac{1}{1-D}{U}_{\mathrm{in}}---(6-3)$

电感L₁和L₂的纹波电流大小分别为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L1}=\frac{U_{\mathrm{in}}}{2L_1}D{T}_s$ $\mathrm{\Δ}{i}_{L2}=\frac{U_{\mathrm{in}}}{2L_2}D{T}_s---(6-4)$

输出电压纹波大小为：

$\mathrm{\Δ}{u}_o=\frac{\mathrm{\Δ}{i}_{L2}{T}_s}{8C_o}=\frac{U_{\mathrm{in}}D{T_s}^2}{16L_2{C}_o}---(6-5)$

由式(6-1)和(6-2)可知，每个Switch-Capacitor网络中的电容电压大小和开关管电压应力相等，为1/(1-D)U_in，都较小。随着Switch-Capacitor网络个数的增加，该多级小纹波单开关升压变换器的升压能力随之增强，这一点也可以通过图16看出来。图16给出了该多级小纹波单开关升压变换器的电压增益大小（只给出了二级到五级的情况）。另外，由于输入电感和输出电感的存在，使得输入电流纹波和输出电压纹波都很小，而且输入电流连续，电源电压利用率高。

Claims (6)

1.一种多级单开关升压变换器，其特征在于：包括前级Boost升压网络和若干个Switch-Capacitor网络；其中前级Boost升压网络的拓扑结构如下：有源开关管S的漏极通过电感L连接电源U_in的正极，有源开关管S的源极连接电源U_in的负极；二极管D₁₁的阴极与电容C₁₂的正极串联，电容C₁₂的负极与二极管D₁₂的阴极连接，二极管D₁₂的阳极串联电容C₁₁的负极，电容C₁₁的正极与二极管D₁₁的阳极连接；有源开关管S的漏极还连接到电容C₁₁正极与二极管D₁₁阳极间的连接点，有源开关管S的源极还连接到电容C₁₂负极与二极管D₁₂阴极间的连接点；

所述Switch-Capacitor网络的拓扑结构分两种情况：①二极管D_(n-1)n的阴极与电容C_n2的正极串联，电容C_n2的负极与二极管D_(n)(n+1)的阴极连接，二极管D_(n)(n+1)的阳极串联电容C_n1的负极，电容C_n1的正极与二极管D_(n-1)(n)的阳极连接，电容C_n2负极与二极管D_(n)(n+1)阴极间的连接点与有源开关管S的源极连接，电容C_n1正极与二极管D_(n-1)(n)阳极间的连接点与有源开关管S的漏极连接；②二极管D_(n-1)n的阴极与电容C_n2的正极串联，电容C_n2的负极与二极管D_(n)(n+1)的阴极连接，二极管D_(n)(n+1)的阳极串联电容C_n1的负极，电容C_n1的正极与二极管D_(n-1)(n)的阳极连接，电容C_n2负极与二极管D_(n)(n+1)阴极间的连接点与二极管D_n1的阳极连接，电容C_n1正极与二极管D_(n-1)(n)阳极间的连接点与二极管D_n1的阴极连接；

前级Boost升压网络中的二极管D₁₁阴极与电容C₁₂正极间的连接点连接二极管D_o的阳极；电容C_o与负载电阻R并联后，一端连接二极管D_o的阴极，另一端连接到Switch-Capacitor网络中的二极管D_(n)(n+1)阳极和电容C_n1负极间的连接点；

前级Boost升压网络串联（n-1）个Switch-Capacitor网络，构成n个网络交错串联的结构，实现多级累加升压。

2.根据权利要求1所述多级单开关升压变换器，其特征在于：将所述二极管D_o替换为用于减小输出电压波纹的电感L₂。

3.根据权利要求1或2所述多级单开关升压变换器，其特征在于：所述前级Boost升压网络和Switch-Capacitor网络中的各二极管的规格参数相同。

4.根据权利要求1或2所述多级单开关升压变换器，其特征在于：所述前级Boost升压网络和Switch-Capacitor网络中的各电容的规格参数相同。

5.根据权利要求1所述多级单开关升压变换器，其特征在于：经过变换器升压后的输出电压为

U_in表示输入电压，D表示有源开关管S的占空比。

6.根据权利要求2所述多级单开关升压变换器，其特征在于：经过变换器升压后的输出电压为

U_in表示输入电压，D表示有源开关管S的占空比。

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