CN103344826A - 非线性负载电能计量装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种非线性负载电能计量装置包括电压传感及调理单元、电压RC滤波电路、电流传感及调理电路、电流RC滤波电路、ADC模数转换器和数据处理及管理单元，电压信号经电压传感及调理单元和电压RC滤波电路传输给ADC模数转换器，电流信号经电流传感及调理电路和电流RC滤波电路传输给ADC模数转换器，所述ADC模数转换器将接收的电压信号和电流信号转换后传输给数据处理及管理单元。实现在冲击性负荷频带宽、动态范围大的条件下，计量信号传输不失真以及工作的稳定可靠性的优点。

Description

非线性负载电能计量装置

技术领域

本发明涉及电能计量装置领域，具体地，涉及一种非线性负载电能计量装置。

背景技术

随着电力电子技术的飞速发展，非线性负荷所占的比例逐渐增大，非线性问题在电网中日益凸显。这类负荷具有明显的冲击特性，在生产或运行过程中会从供电网中取用快速变动的功率，功率的瞬时峰值可能是其平均值的数倍甚至数十倍，统一称这类负荷为冲击性负荷。对冲击性负荷用户的电能计量目前并未采用特别的手段，仍使用普通电表，这样做难以反映冲击性负荷实际消耗的电能，负荷对电网的污染也缺乏监测和评价。

目前的电能计量装置大多基于传统正弦功率理论，在电网负荷以线性负载为主，线路波形的畸变和波动较小的情况下，传统电能计量装置能够实现准确计量。

也可使用谐波电能表，它能分别计量各次（如0~63次）谐波的能量消耗和能量流向，但谐波电能表也有局限性，谐波表对于稳态谐波分析比较有效，而对于冲击性负荷运行时反映出的动态、暂态过程缺乏有效检测手段。

发明内容

本发明的目的在于，针对上述问题，提出一种非线性负载电能计量装置，以实现在冲击性负荷频带宽、动态范围大的条件下，计量信号传输不失真以及工作的稳定可靠性的优点。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：

一种非线性负载电能计量装置，包括电压传感及调理单元、电压RC滤波电路、电流传感及调理电路、电流RC滤波电路、ADC模数转换器和数据处理及管理单元，电压信号经电压传感及调理单元和电压RC滤波电路传输给ADC模数转换器，电流信号经电流传感及调理电路和电流RC滤波电路传输给ADC模数转换器，所述ADC模数转换器将接收的电压信号和电流信号转换后传输给数据处理及管理单元。

进一步的，所述数据处理及管理单元采用DSP。

进一步的，所述ADC模数转换器采用无级平滑放大以及24bit的高精度ADC的宽量程电路。

进一步的，所述电流传感及调理电路中的电流传感采用零磁通电流传感器。

进一步的，所述零磁通电流传感器，包括主铁芯、辅助铁芯、次级线圈和辅助线圈，所述次级线圈同时绕制在主铁芯和辅助铁芯上，所述辅助线圈绕制在辅助铁芯上。

进一步的，所述电压RC滤波电路包括保护磁环L1、保护磁环L2、压敏电阻Rv、电源滤波电容C、电阻R、电阻r、电阻                                               和电容

，所述保护磁环L1、保护磁环L2、电阻R、电阻

和电容

依次串联在一起，所述压敏电阻Rv和电源滤波电容C一端电连接在保护磁环L1和保护磁环L2间的节点上，其另一端电连接在电容

上，所述电阻r一端电连接在电阻R和电阻

间的节点上，其另一端电连接在电容

上，所述电阻R和电阻r共同构成分压电路，所述电阻

和电容

在RC滤波电路中起到抗混叠滤波作用。

进一步的，所述电流RC滤波电路包括零磁通电流传感器L、取样电阻

、电阻

和电容

，所述电阻

和电容

串联在零磁通电流传感器L的一侧绕组上，所述取样电阻

和电阻、电容

并联，电阻

和电容

在电流RC滤波电路中起抗混叠滤波作用。

进一步的，所述电阻

=电阻

=100Ω，所述电容=电容

=1000pF。

进一步的，所述电容

=100pF。

本发明的技术方案具有以下有益效果：

本发明的技术方案，通过将电压信号和电路信号进行数模转换后，经数据处理及管理单元处理后对非线性负荷进行准备计量，实现了在冲击性负荷频带宽、动态范围大的条件下，计量信号传输不失真以及工作的稳定可靠性的目的，其中采用零磁通电流传感，高精度ADC的宽量程电路设计，并借助高速DSP，提高谐波计量的准确度。对电压RC滤波电路和电流RC滤波电路中电阻和电容的限定，减小了电压和电路间的位移误差，使得计量数据更加准确。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为本发明实施例所述的非线性负载电能计量装置原理框图；

图2为本发明实施例所述的零磁通电流传感器电气原理图；

图3为本发明实施例所述的电压RC滤波电路的电子电路图；

图4为本发明实施例所述的电流RC滤波电路的电子电路图；

图5a至图5d为本发明实施例所述的电压RC滤波电路相频特性图；

图6a为含有突变信号的原始信号的波形图；

图6b为图6a所示的原始信号被不恰当放大的信号波形图；

图7图6a所示的原始信号被平滑放大后的波形图；

图8为电流幅值调制波形图；

图9为短时电流幅值冲击模型图；

图10为暂态模型电流波形图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，一种非线性负载电能计量装置，包括电压传感及调理单元、电压RC滤波电路、电流传感及调理电路、电流RC滤波电路、ADC模数转换器和数据处理及管理单元，电压信号经电压传感及调理单元和电压RC滤波电路传输给ADC模数转换器，电流信号经电流传感及调理电路和电流RC滤波电路传输给ADC模数转换器， ADC模数转换器将接收的电压信号和电流信号转换后传输给数据处理及管理单元。

其中，数据处理及管理单元采用DSP。ADC模数转换器采用无级平滑放大以及24bit的高精度ADC的宽量程电路。电流传感及调理电路中的电流传感采用零磁通电流传感器。零磁通电流传感器如图2所示，包括主铁芯、辅助铁芯、次级线圈和辅助线圈，所述次级线圈同时绕制在主铁芯和辅助铁芯上，所述辅助线圈绕制在辅助铁芯上。

电压RC滤波电路如图3所示，包括保护磁环L1、保护磁环L2、压敏电阻Rv、电源滤波电容C、电阻R、电阻r、电阻

和电容

，所述保护磁环L1、保护磁环L2、电阻R、电阻

和电容

依次串联在一起，所述压敏电阻Rv和电源滤波电容C一端电连接在保护磁环L1和保护磁环L2间的节点上，其另一端电连接在电容

上，所述电阻r一端电连接在电阻R和电阻间的节点上，其另一端电连接在电容

上，所述电阻R和电阻r共同构成分压电路，所述电阻

和电容

在RC滤波电路中起到抗混叠滤波作用。

电流RC滤波电路如图4所示，包括零磁通电流传感器L、取样电阻

、电阻

和电容

，所述电阻

和电容

串联在零磁通电流传感器L的一侧绕组上，所述取样电阻

和电阻

、电容

并联，电阻

和电容

在电流RC滤波电路中起抗混叠滤波作用。

电阻

=电阻

=100Ω，所述电容=电容

=1000pF。

电容

=100pF时，附加相位差更小。

ADC模数转换器用于将模拟小电压、电流信号转换为数字信号；数据处理与管理单元用于接受上述数字化的输入电压电流信号并计算出电压、电流、谐波电压、谐波电流有效值及电能量等值。

电压、电流信号一般会经过前置处理电路的调理后进入AD单元，经ADC转换为数字信号后进行相关运算。电压、电流信号经过不同的前置处理电路后会产生不同的相移

、

，导致进入AD单元的信号与原始信号之间存在附加的相位差，即：

      (1)

为了确保计量结果的准确性，通常需要对附加的相位差进行修正，最常用的修正方法是软件移位法，即先获取相位修正值

，将电压波形根据需要前移或者后移

。实践证实该方法在正弦条件下可以获得很好的校准效果，但是如果负荷波形中含有谐波分量，移位法会产生线性相移效应，即波形的整体移位对于次谐波而言，实际上是发生了

的相移，而前置电路本身的相频特性并非线性，这种相位修正方法对于谐波计量会产生较大误差。

利用Matlab仿真工具将实际的信号调理电路导入，得到上述线性相移效应引起的高次谐波计量误差。可以看出，随着谐波次数的增加，角差修正引起的谐波计量误差会增大；且初始修正值

越大，同次谐波引起的计量误差也越大。因此，为了尽量减小高次谐波计量误差，使之在一个可接受的范围内，通过电路设计减小

是可行的方法之一，相位匹配技术正是为了实现这个目标而使用的新技术。

电压RC滤波电路如图3所示。

其中电感L1和电感L2为保护磁环，电阻Rv为压敏电阻，电容C为电源滤波电容，电阻R和电阻r共同构成分压电路，电阻

和电容

在RC滤波电路起抗混叠滤波作用，

为ADC的输入阻抗。将电路分解为如图3所示的H1、H2、H3三部分，则每部分的传函如下：

         (2)

                (3)

        (4)

 将各元件的常用参数代入式(2)-(4)，得到各部分的相频特性如图5a至5d所示。

从上面的分析可知，影响电压前置电路相频特性的主要为H3部分的滤波电路。

电流RC滤波电路一般包括电流传感单元以及抗混叠滤波单元，如图4所示。

其中电阻Rs为电流取样电阻，电阻和电容构成RC滤波电路起抗混叠滤波作用。将电路分成S1、S2两部分，则S1的相频特性取决于所用传感CT的相频特性，S2的相频特性与前述H3电路类似。

相位匹配技术的关键在于通过调整电路参数，使得电压、电流两个回路的前置单元产生的附加相位差尽可能相同，即：

             (4)

由于电流传感单元一旦确定了CT型号，其相移特性不可调整，零磁通电流互感器的次级和初级电流的比值等于额定电流比，相位相差180度，次级电流能精确地反映初级电流的大小和相位，从而得到高精度电流互感器。而电压前置电路中的H1、H2电路对整体电路的相移特性影响很小，只有通过调整H3及S2电路参数，即调整电阻

、电容、电阻

、电容

来实现式(4)的相位匹配要求。

当

=

=100Ω，

=

=1000pF的时候，实测电压、电流回路的附加相位差约为-0.23°，而调整电路参数使

=100pF时，附加相位差

缩减为-0.04°，为提高谐波计量准确度打下了良好的硬件基础。

宽量程设计是传感及滤波电路的核心，用以应对冲击性负荷运行中存在的电流冲击情况。设计的电流规格为1(25)A(或0.3(6)A)，可用于一次CT额定二次电流为1~5A的所有场合，即使在5A额定电流下使用，该设计依然可以承受超过5倍(二次设备保安系数[63])的电流冲击。

零磁通电流传感如下：

为了保证宽范围内的计量准确度，电流的准确传感是基础。现有的电流传感大多采用基于电磁感应定律的铁芯式CT，在一般的计量应用中，该CT可以获得很好的线性度、抗干扰性以及稳定度，并且由于成本低廉，获得了大多数电表生产厂商的青睐。但作为冲击负荷计量应用而言，要达到1%In~Imax即2500:1宽范围内的准确度设计要求，普通CT很难胜任，需要使用先进的传感器技术代替普通CT。CT的误差很大程度上来自于激磁电流I0的存在。由于激磁磁势的存在，一、二次电流

、

之间不再遵循严格的比例关系，二者之间的角差也不是严格的180°。当电流

较大时，激磁电流

的影响可以忽略，

、

间的角差也较小；而当

较小时，的作用显著，导致互感器在小电流段的线性度降低，角差增大。

为了弥补CT在传感原理上的这种不足，这里采用了一种全新的电流传感技术，即零磁通电流传感。所谓“零磁通”，是通过外部补偿的方法，将铁芯中的磁通降到极低的近似为零的状态，从而使电流传感器达到非常高的精度。实现零磁通的方式主要有两种，一种是有源的方式，利用外部电路来提供反电动势，需要复杂的电路才能获得精确地同相位电动势；另一种是无源方式，利用一个叠加在主互感器上的辅助互感器提供反电动势来补偿阻抗产生的压降，从而不需要主互感器的磁通提供电动势就可实现零磁通。相比较而言，无源方式无需外部复杂电路，实现更为便捷。

无源零磁通式CT的原理如图2所示。

零磁通CT由主铁芯I、辅助铁芯II、次级线圈

和辅助线圈组成。

在两个铁芯上同时绕制，但在辅助铁芯上少绕

匝。

零磁通电流互感器的次级和初级电流的比值等于额定电流比，相位相差180度，次级电流能精确地反映初级电流的大小和相位，从而得到高精度电流互感器。

将电流量程设计成1(25)A，对电表意味着2500:1的动态范围。在额定电流为=1A的情况下，所设计的传感电路转换的传感信号为25mV；当电流减小为1%

=10mA时，对应的传感信号只有250uV，如果此时仍采用普通的16-bit ADC而不辅助其它手段的话，仅由采样引起的电能计量误差，经仿真分析可达-3.6%。

针对宽动态范围信号处理，通常有两种设计方案。其一是基于成本考虑，采用普通16-bitADC+量程切换的方案，另一种为直接使用高精度宽范围24-bitADC的无量程切换方案。

无论是对采样点值进行判断，还是依据波形有效值进行判断，量程切换不可避免的需要引入反馈控制环节，具有时间迟滞效应。对于冲击负荷具有频繁变换特性的负荷，极可能因为反馈迟滞造成量程切换的误控制，从而引起计量误差。

如图6a所示的含有突变成分的原始信号，前3个周期的信号较小，第4周期产生突变信号，如果采用有效值判断法则，经过第1周期后，控制环节将放大电路切换到大增益A量程，第2、3、4周期的信号均被放大A倍，第5周期控制环节因检测到有效值偏大信息而将放大电路切换到小增益a量程，第5周期信号被放大a倍，第6周期放大电路因检测到有效值偏小再次切换到A量程，第6周期信号被放大A倍。从这个过程不难了解到，因为突变信号的存在，量程切换将第4、5周期的信号进行了不恰当的放大，使大信号过大，超过ADC采样范围，小信号过小，偏离了ADC的最佳采样范围，最终会导致电能计量误差。

如果摒弃量程切换机制，直接采用24-bit高精度ADC，采样精度与动态范围均大幅提高，经仿真分析，在1%

电流点的因采样引起的电能计量误差缩减为-0.015%，适用于0.2S或0.5S的高准确度计量场合。在此前提下选择合适的放大增益B，实现全量程的平滑放大，如图7所示。平滑放大技术的使用，使得计量模块可以准确捕捉负荷波形的快速变化，特别是持续时间较短的瞬态冲击，具有量程切换模式无法达到的优势。

针对采样信号，采用普通16位ADC，频率响应曲线衰减很快，即高次谐波衰减大，当信号中含有高含有率的高次谐波时，造成计算出的信号有效值减小，有功功率减小，即由于谐波的影响，降低了信号有功功率的计量准确度。而本发明（实用新型）采用的24位ADC具有宽频率响应，在63次谐波以内衰减很小，对有功功率的计量准确度影响很小，提高了谐波影响下的计量准确度。

冲击性负荷功率变化往往非常剧烈，功率潮流方向也会经常改变，如果正反向有功能量判断的时间区间取得过长，则在功率潮流方向变化的时段内会引起正负能量相互抵消的问题，从而影响到正反向能量的计量结果。普通多功能三相表对正反向能量的判断时间一般取1s，而冲击性负荷电能表将正反向能量的判断时间缩短为200ms（甚至一个周波20ms），对功率潮流方向的区分更加严格，保证了即使是在功率潮流方向频繁变化的场合，也能有更高的精度。

现有的电流传感大多采用基于电磁感应定律的铁芯式CT，CT的误差很大程度上来自于激磁电流I0的存在，线性范围不宽。零磁通CT，利用一个叠加在主互感器上的辅助互感器提供反电动势来补偿阻抗产生的压降，从而不需要主互感器的磁通提供电动势就可实现零磁通。从而，零磁通CT在宽范围内的线性度及角差特性均优于普通单铁芯CT，更适用于冲击负荷的电能计量场合。

将电流量程设计成1(25)A，对电表意味着2500:1的动态范围。在额定电流为=1A的情况下，所设计的传感电路转换的传感信号为25mV；当电流减小为1%

=10mA时，对应的传感信号只有250uV，如果此时仍采用普通的16-bit ADC而不辅助其它手段的话，仅由采样引起的电能计量误差，经仿真分析可达-3.6%。

针对宽动态范围信号处理，通常有两种设计方案。其一是基于成本考虑，采用普通16-bitADC+量程切换的方案，另一种为直接使用高精度宽范围24-bitADC的无量程切换方案。

无论是对采样点值进行判断，还是依据波形有效值进行判断，量程切换不可避免的需要引入反馈控制环节，具有时间迟滞效应。对于冲击负荷具有频繁变换特性的负荷，极可能因为反馈迟滞造成量程切换的误控制，从而引起计量误差。

如图6a所示的含有突变成分的原始信号，前3个周期的信号较小，第4周期产生突变信号，如果采用有效值判断法则，经过第1周期后，控制环节将放大电路切换到大增益A量程，第2、3、4周期的信号均被放大A倍，第5周期控制环节因检测到有效值偏大信息而将放大电路切换到小增益a量程，第5周期信号被放大a倍，第6周期放大电路因检测到有效值偏小再次切换到A量程，第6周期信号被放大A倍。从这个过程不难了解到，因为突变信号的存在，量程切换将第4、5周期的信号进行了不恰当的放大，使大信号过大，超过ADC采样范围，小信号过小，偏离了ADC的最佳采样范围，最终会导致电能计量误差。

如果摒弃量程切换机制，直接采用24-bit高精度ADC，采样精度与动态范围均大幅提高，经仿真分析，在1%

电流点的因采样引起的电能计量误差缩减为-0.015%，适用于0.2S或0.5S的高准确度计量场合。在此前提下选择合适的放大增益B，实现全量程的平滑放大，如图7所示。平滑放大技术的使用，使得计量模块可以准确捕捉负荷波形的快速变化，特别是持续时间较短的瞬态冲击，具有量程切换模式无法达到的优势。

在一般的计量应用中，该CT可以获得很好的线性度、抗干扰性以及稳定度，并且由于成本低廉，获得了大多数电表生产厂商的青睐。但作为冲击负荷计量应用而言，要达到1%In~Imax即2500:1宽范围内的准确度设计要求，普通CT很难胜任，需要使用先进的传感器技术代替普通CT。

硬件上设计了基于零磁通电流传感、无级平滑放大以及24-bit高精度ADC的宽量程电路设计；借助高速DSP，实现了快速潮流分辨的有功算法以及基于瞬时无功功率的无功算法。为了提高谐波计量的准确度，提出了一种硬件上的相位匹配技术和宽频率范围模数转换，配合软件上的实时FFT算法、准同步采样线性插值算法以及非线性幅值补偿算法，大大提高了谐波计量的准确度。

将硬件电路与软件算法相配合，以适应负荷的幅值冲击、非线性特性，并能够快速响应功率的瞬时变化，实现在线实时的谐波监测、谐波能量计量等功能。

鉴于非线性问题在冲击性负荷中比较突出，因此测试表计在非线性条件下的性能也非常重要。在此构建了以6100A标准谐波源为基础的谐波性能测试平台，将所研制的冲击性负荷电能表与几款有代表性的电能表进行了谐波性能的比对测试，电压谐波含量：20%，电流谐波含量：20%，谐波逐次添加。

此外，表计在中国计量院完成了谐波校准试验，获取了谐波校准报告，校准报告的结果显示，所设计的冲击性负荷电能表在2-50次宽频率范围内，在基波频率变化从47.5-52.5范围内的谐波计量误差，最大不超过1%，性能优于同类产品的水平。

建立了三类动态模型，分别模拟负荷电流波形幅值的连续变化、短时电流幅值的冲击以及暂态过程。

电流幅值调制的表达式为：

    (4.1)

短时电流幅值冲击模型波形如图9所示。

电流连续发生，重复周期为基波周期的

倍，每周期产生一次冲击，冲击电流为最大电流，非冲击电流为额定电流。为电流冲击倍数，即最大电流

与额定电流

之间的倍数。

电流暂态电流模型为：

          (4.2)

其中：

为额定参比电流；

为角频率，

，

为基波频率

为暂态电流中缓变直流分量的衰减系数，数值由下式确定：

                        (4.3)

为冲击负荷表的电流冲击倍数，

为基波周期。

测试时，电流依据上述模型，以

为周期重复，如下图10所示。

将所建立的模型输入到被测表计中，得到对比测试结果如表一，

表一：各种表的动态性能对比测试结果对比表：

参与对比测试的表计均为0.2S级表计，在正弦稳态下的测试误差相对不超过±0.1%。前两种模型下，冲击性负荷表与两款进口表的差异很小，可以忽略；在暂态电流模型下的差异稍大，达到-0.3%~-0.6%。三种模型下，冲击负荷表的计量结果与另两款国产表的差异较大，至少有0.2%，最大的差异达到36%，可见动态性能测试反映出了一些表计在稳态条件下被掩盖的性能差异，具有一定的参考价值。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种非线性负载电能计量装置，其特征在于，包括电压传感及调理单元、电压RC滤波电路、电流传感及调理电路、电流RC滤波电路、ADC模数转换器和数据处理及管理单元，电压信号经电压传感及调理单元和电压RC滤波电路传输给ADC模数转换器，电流信号经电流传感及调理电路和电流RC滤波电路传输给ADC模数转换器，所述ADC模数转换器将接收的电压信号和电流信号转换后传输给数据处理及管理单元。

2.根据权利要求1所述的非线性负载电能计量装置，其特征在于，所述数据处理及管理单元采用DSP。

3.根据权利要求2所述的非线性负载电能计量装置，其特征在于，所述ADC模数转换器采用无级平滑放大以及24bit的高精度ADC的宽量程电路。

4.根据权利要求2所述的非线性负载电能计量装置，其特征在于，所述电流传感及调理电路中的电流传感采用零磁通电流传感器。

5.根据权利要求4所述的非线性负载电能计量装置，其特征在于，所述零磁通电流传感器，包括主铁芯、辅助铁芯、次级线圈和辅助线圈，所述次级线圈同时绕制在主铁芯和辅助铁芯上，所述辅助线圈绕制在辅助铁芯上。

6.根据权利要求2至5任一所述的非线性负载电能计量装置，其特征在于，所述电压RC滤波电路包括保护磁环L1、保护磁环L2、压敏电阻Rv、电源滤波电容C、电阻R、电阻r、电阻                                               和电容

，所述保护磁环L1、保护磁环L2、电阻R、电阻

和电容

依次串联在一起，所述压敏电阻Rv和电源滤波电容C一端电连接在保护磁环L1和保护磁环L2间的节点上，其另一端电连接在电容

上，所述电阻r一端电连接在电阻R和电阻间的节点上，其另一端电连接在电容

上，所述电阻R和电阻r共同构成分压电路，所述电阻

和电容

在RC滤波电路中起到抗混叠滤波作用。

7.根据权利要求6所述的非线性负载电能计量装置，其特征在于，所述电流RC滤波电路包括零磁通电流传感器L、取样电阻

、电阻

和电容

，所述电阻

和电容

串联在零磁通电流传感器L的一侧绕组上，所述取样电阻和电阻

、电容

并联，电阻

和电容

在电流RC滤波电路中起抗混叠滤波作用。

8.根据权利要求7所述的非线性负载电能计量装置，其特征在于，所述电阻

=电阻

=100Ω，所述电容=电容=1000pF。

9.根据权利要求7所述的非线性负载电能计量装置，其特征在于，所述电容

=100pF。

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