CN100394199C

CN100394199C - 直流电流传感器

Info

Publication number: CN100394199C
Application number: CNB2004100131733A
Authority: CN
Inventors: 李维波; 毛承雄; 陆继明
Original assignee: Huazhong University of Science and Technology
Current assignee: Huazhong University of Science and Technology
Priority date: 2004-05-18
Filing date: 2004-05-18
Publication date: 2008-06-11
Anticipated expiration: 2024-05-18
Also published as: CN1580788A

Abstract

本发明公开了一种直流电流传感器。该传感器增加了一个检测线圈，采用单磁芯三绕组结构，在磁芯中存在直流偏磁时，检测线圈获得的感应电势就会出现正负半波不对称的波形，将该波形转换为正负半波有效值之差的电压信号，经过电压/电流变换之后，送入反馈绕组中，由反馈绕组产生与被测直流所产生的磁势相反方向的直流磁势，以平衡被测直流所产生的偏磁磁势，形成“零磁通”状态，可以获得被测直流大小，从而实现直流电流的检测任务。本发明明显改善了传感器的开环输出特性；精度优于0.5%，功耗小，温度附加误差＜0.1%/10℃，抗磁干扰能力强；结构简单，重量轻，响应速度快、灵敏度高、互换性好，安装、校准、调试、维护均十分方便。

Description

直流电流传感器

技术领域

本发明涉及一种直流电流传感器，适于检测包括以下方面的直流电流：如电力电子设备中用于电流反馈、截流控制、稳流调节、直流侧过流、电力系统以及电解行业等方面中的直流电流信号检测。

背景技术

在直流输电系统、变频调速装置、UPS电源、逆变焊机、电解电镀、数控机床、微机监测系统、电网监控系统和需要隔离检测直流电流的各个领域中，精确检测和控制直流电流，是设备安全可靠运行的根本保证和首先要解决的问题。

现在研究出了诸如直流电流比较仪、直流互感器、分流器等电流测量设备；也出现了以磁光效应和核磁共振等物理效应为基础的一些测量设备。

使用分流器测量直流的最大问题就是输入与输出没有隔离，当被测电流很大时，分流器因功耗太大发热问题比较严重，并且，接入分流器后，会影响被测回路的电气参数，即不能真实反映被测回路的电气特性。

对于目前大量采用的变压器式电流互感器而言，具有绝缘强度高、工作可靠、价格低廉等优点。当激磁安匝为零时，副边安匝变化能完全反映原边安匝变化，误差为零，此时的磁芯处于“零磁通”状态，它工作于磁化曲线的起始段(即线性段)，这时，电流互感器输出波形就不会畸变，可保持良好的线性度，此即为“零磁通”原理。因此，若能使互感器磁芯始终处于零磁通状态，就能从根本上消除电流互感器的误差。但是，由互感器的工作原理可知，靠互感器自身是不可能实现零磁通的，必须靠外界条件的补偿或调整。为此，出现了磁放大器比较仪(以下简称磁放大器)和磁调制器比较仪(以下简称磁调制器)，它们都是采用“零磁通状态”原理进行直流测量。

最简单的磁放大器是由环形单磁芯饱和电抗器和两个绕组组成，只要保持激磁电压不变，那么交流输出电流和电压将随输入直流绕组中的直流电流而变化。该放大器存在严重缺点：当直流绕组的匝数较多时，根据变压器效应原理可知，激磁绕组中的交流电压将在直流绕组中感应出交变电压，为了有效抑制直流控制回路中的感应电压，必须在电路中串入一个电感或者不得不采用双磁芯结构，那么将使其结构复杂、体积大且笨重。

磁调制器分单磁芯和双磁芯两种，最常用的是双磁芯结构。因此以双磁芯差动磁调制器为例，它必须要求两个磁芯具有相同结构尺寸和完全一致的磁特性，并且磁调制器的开环特性曲线出现了虚假平衡点，降低了磁调制器运行的可靠性。为了获得磁调制器的优良性能，必须提高铁磁材料的性能，因此，应选用高导磁率、低矫顽力的磁芯材料如1J85或1J86坡莫合金，并采用高矩形比的磁芯且严格配对磁芯，要求激励电源的波形严格对称且输出电压的幅度和频率必须稳定以确保磁调制器磁芯工作在充分饱和状态，正因为这些特点，限制了磁调制器的应用和推广。如《计量技术》2000年第六期，名称为“采用直流电流比较仪原理的直流电流源”中所说的磁调制器。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足之处，提供一种直流电流传感器。该传感器增加了一个检测线圈，采用单磁芯三绕组结构，当磁芯中存在直流偏磁时，检测线圈获得的感应电势就会出现正负半波不对称的畸变波形，将该波形正负半波有效值之差经过电压/电流变换之后，转换为反馈电流送入反馈绕组中，通过反馈绕组产生与被测直流所产生的磁势相反方向的直流磁势，以平衡被测直流所产生的偏磁磁势，形成“零磁通状态”，从而实现直流电流的检测任务。

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：一种直流电流传感器，包括环形磁芯，在环形铁心上绕制激励绕组W_S、反馈绕组W₂和检测线圈W_M，在激励绕组W_S的两端接处理电路，激励绕组W_S处理电路为激励绕组W_S提供激励电流I_S，并将反映激励电流I_S的电压信号送到计算机；在检测线圈W_M的两端接处理电路，检测线圈W_M处理电路将检测线圈W_M获得的感应电势转换为正负半波有效值的差值信号，送到反馈绕组W₂处理电路，并将检测线圈W_M获得的感应电势的电压信号送到计算机；在反馈绕组W₂的两端接处理电路，计算机根据获得的激励电流I_S和感应电势的大小控制反馈绕组W₂处理电路的工作状态，反馈绕组W₂处理电路将上述正负半波有效值的差值信号转换为电流I₂，送入反馈绕组W₂中，并将反映反馈电流I₂的电压信号送到计算机，计算机将上述三组不同的电压信号进行处理，将反映被测电流I₁大小的电压信号送到显示器显示；激励绕组W_S处理电路的结构为，信号发生器芯片IC1的输出端依次通过电压跟随器IC2、功率放大器IC3与激励绕组W_S的一端J₁相接，J₁端接二极管D1的负端，二极管D1的正端接激励绕组W_S的另一端J₂，并通过限流电阻R_S接地，二极管D1的正端接低通滤波器LPF1的输入端，低通滤波器LPF1的输出端接电压跟随器IC22的输入端，电压跟随器IC22的输出端c接计算机；检测线圈W_M处理电路的结构为，采样电阻R_X接检测线圈W_M的两端M₁和M₂，M₁和M₂两端分别接运算放大器IC4的负、正输入端，正输入端接地，运算放大器IC4的输出端接低通滤波器LPF2，低通滤波器LPF2的输出端接同相放大器IC5，同相放大器IC5的一个输出端依次通过正半波整流电路IC6和将真有效值变为直流的变换器IC8接加法器IC10的正输入端，同相放大器IC5的另一个输出端依次通过负半波整流电路IC7和将真有效值变为直流的变换器IC9接加法器IC11的正输入端，产生基准电压的芯片IC12与加法器IC10和IC11的负输入端相接，加法器IC10和IC11的输出端分别接运算放大器IC13的正、负输入端，运算放大器IC13的输出端通过反相积分器IC14接反相放大器IC15的输入端，低通滤波器LPF2的输出端接电压跟随器IC21的输入端，电压跟随器IC21的输出端a接计算机；反馈绕组W₂处理电路的结构为，上述反相放大器IC15的输出端d接电压/电流转换电路IC16的输入端，电压/电流转换电路IC16的输出端接开关管K2的集电极，给反馈绕组W₂提供能源的直流电源IC17的一个输出端接开关管K1的集电极，另一个输出端接电压/电流转换电路IC16的输入端，计算机的一个输出端e通过控制电路IC18与开关管K1的基极相接，另一个输出端f通过控制电路IC19与开关管K2的基极相接，开关管K1和K2的发射极相接，并接反馈绕组W₂的一端S₁，反馈绕组W₂的另一端S₂通过限流电阻R接地，续流二极管D2的负端接反馈绕组W₂的S₁端，正端接地，反馈绕组W₂的S₂端通过低通滤波器LPF3、电压跟随器IC20的输出端b接计算机。

本发明的优点在于：

(1)采用单磁芯三绕组结构，传感器尺寸小、结构紧凑，易于加工制作。

(2)采用单个环形磁芯结构，由于直流绕组一般为单匝线圈，因此激磁绕组中的交流电压在直流绕组中所感应出的交变电压可以忽略，不需在直流绕组中串联电抗器，因此，既可以减小整个传感器的结构尺寸，又能充分发挥饱和电抗器的控制优势。

(3)在传统的环形饱和电抗器结构中增加一个检测线圈，既可以快速有效地检测交流激励电流的工作状态，又能可靠地反应磁芯的磁调制状态，传感器的结构并没有因增加一个检测线圈而变得复杂和笨重，且加工方便。

(4)检测线圈按照Rogowski线圈方式绕制，检测线圈受外磁场的影响和被测载流导体的位置影响小，因此可以有效提高传感器抗外磁场干扰的能力。

(5)利用检测线圈的感应电势正负半波有效值之差参与控制，其开环输出特性曲线不会出现虚假平衡点，提高了传感器运行的可靠性。

(6)采用开关器件参与反馈控制，方便计算机直接控制，有利于实现自动、快速操作，并且处理电路可以模块化，互换性好。

总之，明显改善了传感器的开环输出特性；精度优于0.5％，功耗小，温度附加误差＜0.1％/10℃，抗磁干扰能力强；结构简单，重量轻，响应速度快、灵敏度高、互换性好，安装、校准、调试、维护均十分方便。

附图说明

图1为本发明一种实施例的结构示意图。

图2为图1实施例的原理示意图。

图3(a)为图1中检测线圈输出电压正负半波有效值之差U_D(V)与直流偏磁磁势I₁W₁(AT)的开环输出特性曲线，其横坐标用直流偏磁磁I₁W₁(AT)表示，纵坐标用检测线圈输出电压正负半波有效值之差U_D(V)表示。

图3(b)为图1中检测线圈总有效值U_T(V)与直流偏磁磁势I₁W₁(AT)的开环输出特性曲线，其横坐标用直流偏磁磁势I₁W₁(AT)表示，纵坐标用检测线圈总有效值U_T(V)表示。

图4为图1中激励绕组W_S处理电路6的具体电路图。

图5为图1中检测线圈W_M处理电路4的具体电路图。

图6为图1中反馈绕组W₂处理电路5的具体电路图。

图7为图1中计算机2的组成示意图。

图8为本发明另外一种实施例的结构示意图。

具体实施方式

由图1、图2所示，W_M为检测线圈，该线圈中流过的电流为I_M，W₂为反馈绕组，该绕组中流过的电流为I₂，W_S为激励绕组，该绕组中流过的电流为I_S，1为显示器，2为计算机，3为环形铁心，4为检测线圈W_M处理电路，5为反馈绕组W₂处理电路，6为激励绕组W_S处理电路，7为传感器屏蔽层，8为传感器外护环，I₁为被测直流，^*表示检测线圈W_M、激励绕组W_S和反馈绕组W₂的同名端。

在环形铁心3上绕制激励绕组W_S、反馈绕组W₂和检测线圈W_M，在检测线圈W_M的两端接处理电路4，在反馈绕组W₂的两端接处理电路5，在激励绕组W_S的两端接处理电路6。检测线圈W_M处理电路4的一个输出端d接反馈绕组W₂处理电路5的输入端，另一个输出端a接计算机2的输入端；计算机2的两个输出端e和f分别接反馈绕组W₂处理电路5的两个输入端，其输出端b接计算机2的输入端；激励绕组W_S处理电路6的输出端c接计算机2的输入端；计算机2的输出端g接显示器1的输入端。

检测线圈W_M最好按照Rogowski线圈方式绕制，即密绕W_M匝之后，再回绕一匝回去。

在激励绕组W_S中通以频率为f_～、幅值为U_～m的正弦电压，以激励环形磁芯3，检测线圈W_M中便会产生感应电势。

当被测直流电流I₁为零时，由于饱和电抗器的非线性特性，使得感应电势呈现正负半波对称的畸变波形。

当被测直流电流I₁不为零时，假设该电流I₁为正且不变化，在激磁电压正半周时，激磁电压产生的磁通与直流输入电流I₁所产生的磁通方向相同，相互叠加，磁感应强度增加。磁芯3中的非线性电抗器工作在磁饱和区，由于非线性磁导率下降很快，非线性电抗器的电感下降很快，感抗也会下降很快，因此激励电流I_S就会增加很快。当被测直流I₁为正且不变化，在激磁电压负半周时，激磁电压产生的磁通与直流输入电流I₁所产生的磁通方向相反，相互抵消，磁感应强度下降，磁芯中的非线性电抗器工作在非磁饱和区，非线性磁导率很快上升，非线性电抗器的电感增加很快，感抗也会增加很快，因此激励电流I_S就会下降很快。激励绕组W_S中的电流I_S正、负半周幅值变化不同而失真，致使感应电势呈现出正负半波不对称的畸变波形。利用检测线圈W_M处理电路4将感应电势转换为正负半波有效值之差，再经过反馈绕组W₂处理电路5进行电压/电流变换之后，送入反馈绕组W₂中，形成与被测直流I₁所产生的磁势相反方向的直流磁势，以平衡被测直流I₁所产生的磁势，达到“零磁通”状态。此时，被测直流总安匝I₁W₁与反馈绕组所产生的总安匝I₂W₂相等，所以，被测直流可以表示为I₁＝I₂W₂/W₁，其中直流绕组W₁为1匝，反馈绕组W₂为已知参数，反馈电流I₂可以由计算机2检测获得，因此可以获得被测直流I₁的大小，从而实现直流电流的检测。

兼顾激励电流I_S大小和传感器尺寸要求选取合适的激励绕组W_S的匝数，根据电磁感应定律可知，为了确保检测线圈W_M处理电路4和反馈绕组W₂处理电路5不会因检测线圈W_M获得的感应电势的幅值太小而受到影响，检测线圈W_M的匝数可以与激励绕组W_S的匝数相接近，兼顾被测电流I₁大小、反馈电流I₂大小和传感器尺寸要求，选取合适的反馈绕组W₂的匝数。

由图3(a)和图3(b)可知，该传感器的两种开环输出特性曲线都不会存在虚假平衡点。随着直流偏磁电流的增加，检测线圈W_M获得的感应电势的正、负半波有效值和总有效值均会减小，当磁芯3处于深度饱和状态时，检测线圈W_M获得的感应电势会非常小，噪声较大，不能直接利用感应电势正负半波有效值之差参与反馈控制，因此必须借助计算机2对磁芯3的磁状态进行判断。

由图4所示，激励绕组W_S处理电路6的结构为，信号发生器芯片IC1的输出端依次通过电压跟随器IC2、功率放大器IC3与激励绕组W_S的一端J₁相接，J₁端接二极管D1的负端，二极管D1的正端接激励绕组W_S的另一端J₂，并通过限流电阻R_S接地，二极管D1的正端接低通滤波器LPF1的输入端，低通滤波器LPF1的输出端接电压跟随器IC22的输入端，电压跟随器IC22的输出端c接计算机2。

芯片IC1产生的正弦波经过电压跟随器IC2送到功率放大器IC3放大之后，再送到激励绕组W_S中，限流电阻R_S的端电压U_RS经过低通滤波器LPF1、电压跟随器IC22处理之后送到计算机2处理。

在图4中，各元器件可以选择如下：芯片IC1为产生标准正弦波的芯片，如ICL8038；电压跟随器IC2、IC22为常规的电压跟随器电路；功率放大器IC3为傻瓜功率放大器(市面有售)；低通滤波器LPF1为常规的同相输入二阶压控电压源低通滤波器电路。

由图5所示，检测线圈W_M处理电路4的结构为，采样电阻R_X接检测线圈W_M的两端M₁和M₂，M₁和M₂两端分别接运算放大器IC4的负、正输入端，正输入端接地，运算放大器IC4的输出端接低通滤波器LPF2，低通滤波器LPF2的输出端接同相放大器IC5，同相放大器IC5的一个输出端依次通过正半波整流电路IC6和将真有效值变为直流的变换器IC8接加法器IC10的正输入端，同相放大器IC5的另一个输出端依次通过负半波整流电路IC7和将真有效值变为直流的变换器IC9接加法器IC11的正输入端，产生基准电压的芯片IC12与加法器IC10和IC11的负输入端相接，加法器IC10和IC11的输出端分别接运算放大器IC13的正、负输入端，运算放大器IC13的输出端通过反相积分器IC14接反相放大器IC15的输入端，低通滤波器LPF2的输出端接电压跟随器IC21的输入端，电压跟随器IC21的输出端a接计算机2。

在图5中，各元器件可以选择如下：运算放大器IC4可为仪用运算放大器如AD521、AD620；低通滤波器LPF2可为常规的同相输入二阶压控电压源低通滤波器电路；IC5为常规的同相放大器电路；IC6为常规的正半波整流电路；IC7为常规的负半波整流电路；将真有效值变为直流的变换器IC8和IC9可采用AD736芯片，它的直流输出分别为U_RMS+和U_RMS-；加法器IC10和IC11可由仪用运算放大器如AD521、AD620构成，其输出信号分别为U_RMS+-U_REF和U_RMS--U_REF；产生基准电压U_REF的芯片IC12可为5V基准电压芯片REF02；运算放大器IC13可为仪用运算放大器如AD521、AD620；IC14为常规的反相积分器电路；IC15为常规的反相放大器电路；IC21为常规的电压跟随器电路。

由图6所示，反馈绕组W₂处理电路5的结构为，上述反相放大器IC15的输出端d接电压/电流转换电路IC16的输入端，电压/电流转换电路IC16的输出端接开关管K2的集电极，给反馈绕组W₂提供能源的直流电源IC17的一个输出端接开关管K1的集电极，另一个输出端接电压/电流转换电路IC16的输入端，计算机2的一个输出端e通过控制电路IC18与开关管K1的基极相接，另一个输出端f通过控制电路IC19与开关管K2的基极相接，开关管K1和K2的发射极相接，并接反馈绕组W₂的一端S₁，反馈绕组W₂的另一端S₂通过限流电阻R接地，续流二极管D2的负端接反馈绕组W₂的S₁端，正端接地，反馈绕组W₂的S₂端通过低通滤波器LPF3、电压跟随器IC20的输出端b接计算机2。

在图6中，各元器件可以选择如下：IC16为常规的电压电流变换电路；给反馈绕组W₂提供能源的IC17为常规的直流电源，如直流开关稳压电源；开关管K1和K2可采用IGBT，IC18和IC19为开关管K1和K2常规的控制电路，当K1和K2采用IGBT时，IC18和IC19为它们的厚膜驱动电路，如EXB840；IC20为常规的电压跟随器。

如果被测直流电流I₁很大，致使磁芯3处在深度饱和状态中，此时，检测线圈W_M中的感应电势会很小，激励绕组W_S的电流不失真即呈现正弦波形。因此，需要让计算机2分别检测检测线圈W_M中的感应电势和激励绕组W_S的电流波形，以判断磁芯3是否处于深度饱和状态。如果磁芯3的确处于深度饱和状态，计算机2控制反馈绕组W₂处理电路5中的开关管K1导通和K2截止，由直流电源IC17直接向反馈绕组W₂中通以反馈电流，其方向与被测直流I₁所产生的磁势相反。同时，计算机2不断检测检测线圈W_M中的感应电势和激励绕组W_S的电流波形，以判断磁芯3是否退出深度饱和状态。一旦发现磁芯3退出深度饱和状态，计算机2便关断开关管K1，并使开关管K2导通，利用检测线圈W_M的感应电势正负半波有效值之差来进行“零磁通”的动态平衡处理。

计算机2除了可采用通常的计算机外，还可为如图7所示：计算机2包括多路A/D采集卡IC27和单片机IC28，电压跟随器IC20的输出端b、电压跟随器IC21的输出端a、电压跟随器IC22的输出端c通过可控增益放大器IC26分别接多路A/D采集卡IC27，单片机IC28的输出端g接显示器1的输入端。

多路A/D采集卡IC27市面有售，高档单片机IC28可以选用如DSP处理芯片，也可以选公控机。IC23、IC24和IC25分别为常规的同相输入二阶压控电压源低通滤波器，IC26为常规的可控增益放大器，采用它们以后，可以明显改善送给计算机2的电压波形质量。

IC29表示可以外扩标准通信口，IC30表示可以外接D/A转换卡再现模拟信号，IC31表示可以外扩控制口，IC32表示可以外扩脉冲输出口便于输出TTL电平。

为获得传感器的优良性能，可选用低损耗和良好过载能力，即经受饱和磁化电流冲击能力的高导磁率、低矫顽力和高矩形比的磁芯材料如1J85或1J86坡莫合金。另外，由于该材料的导磁性能受机械应力影响极大，因此在其外面安装外护环12，并要求激励电源的波形中不带有直流成分、输出电压幅度和频率稳定。

由图8所示，当被测直流I₁较小时，在环形铁心3上绕制直流绕组W₁，其两端接被测直流导线，L₁为串联在被测直流电源回路中的电感，用于抑制激磁绕组W_S中的交流电压在直流绕组W₁中感应的交变电压。

为了测量的方便，本发明可做成钳式结构的传感器。

Claims

1.一种直流电流传感器，包括环形磁芯，在环形铁心上绕制激励绕组W_S、反馈绕组W₂，其特性在于：在环形铁心(3)上绕制检测线圈W_M，

在激励绕组W_S的两端接处理电路(6)，激励绕组W_S处理电路(6)为激励绕组W_S提供激励电流I_S，并将反映激励电流I_S的电压信号送到计算机(2)；

在检测线圈W_M的两端接处理电路(4)，检测线圈W_M处理电路(4)将检测线圈W_M获得的感应电势转换为正负半波有效值的差值信号，送到反馈绕组W₂的处理电路(5)，并将检测线圈W_M获得的感应电势的电压信号送到计算机(2)；

在反馈绕组W₂的两端接处理电路(5)，计算机(2)根据获得的激励电流I_S和感应电势的大小控制反馈绕组W₂处理电路(5)的工作状态，反馈绕组W₂处理电路(5)将上述正负半波有效值的差值信号转换为电流I₂，送入反馈绕组W₂中，并将反映反馈电流I₂的电压信号送到计算机(2)；

计算机(2)将上述三组不同的电压信号进行处理，将反映被测电流I₁大小的电压信号送到显示器(1)显示；

激励绕组W_S处理电路(6)的结构为，信号发生器芯片IC1的输出端依次通过电压跟随器IC2、功率放大器IC3与激励绕组W_S的一端J₁相接，J₁端接二极管D1的负端，二极管D1的正端接激励绕组W_S的另一端J₂，并通过限流电阻R_S接地，二极管D1的正端接低通滤波器LPF1的输入端，低通滤波器LPF1的输出端接电压跟随器IC22的输入端，电压跟随器IC22的输出端c接计算机(2)；

检测线圈W_M处理电路(4)的结构为，采样电阻R_X接检测线圈W_M的两端M₁和M₂，M₁和M₂两端分别接运算放大器IC4的负、正输入端，正输入端接地，运算放大器IC4的输出端接低通滤波器LPF2，低通滤波器LPF2的输出端接同相放大器IC5，同相放大器IC5的一个输出端依次通过正半波整流电路IC6和将真有效值变为直流的变换器IC8接加法器IC10的正输入端，同相放大器IC5的另一个输出端依次通过负半波整流电路IC7和将真有效值变为直流的变换器IC9接加法器IC11的正输入端，产生基准电压的芯片IC12与加法器IC10和IC11的负输入端相接，加法器IC10和IC11的输出端分别接运算放大器IC13的正、负输入端，运算放大器IC13的输出端通过反相积分器IC14接反相放大器IC15的输入端，低通滤波器LPF2的输出端接电压跟随器IC21的输入端，电压跟随器IC21的输出端a接计算机(2)；

反馈绕组W₂处理电路(5)的结构为，上述反相放大器IC15的输出端d接电压/电流转换电路IC16的输入端，电压/电流转换电路IC16的输出端接开关管K2的集电极，给反馈绕组W₂提供能源的直流电源IC17的一个输出端接开关管K1的集电极，另一个输出端接电压/电流转换电路IC16的输入端，计算机2的一个输出端e通过控制电路IC18与开关管K1的基极相接，另一个输出端f通过控制电路IC19与开关管K2的基极相接，开关管K1和K2的发射极相接，并接反馈绕组W₂的一端S₁，反馈绕组W₂的另一端S₂通过限流电阻R接地，续流二极管D2的负端接反馈绕组W₂的S₁端，正端接地，反馈绕组W₂的S₂端通过低通滤波器LPF3、电压跟随器IC20的输出端b接计算机(2)。

2.根据权利要求1所述的直流电流传感器，其特性在于：检测线圈W_M按照Rogowski线圈方式绕制。

3.根据权利要求1所述的直流电流传感器，其特性在于：计算机(2)包括多路A/D采集卡IC27和单片机IC28，电压跟随器IC20的输出端b、电压跟随器IC21的输出端a、电压跟随器IC22的输出端c通过可控增益放大器IC26分别接多路A/D采集卡IC27，单片机IC28的输出端g接显示器1的输入端。

4.根据权利要求1所述的直流电流传感器，其特性在于：在环形铁心(3)上绕制直流绕组W₁，其两端接被测直流导线。

5.根据权利要求1所述的直流电流传感器，其特性在于：该传感器做成钳式结构的传感器。