CN103312276B - 一种用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路，包括功率检测电路和上冲检测电路；功率检测电路的时间常数通过外部分立器件可控，用于选择时间常数，以保证能够检测出不同模式数字电视信号的功率上冲；所述上冲检测电路包括具有高通特性的反相放大器、滞回比较器、参考电压源和复位电路。本发明的有益效果是：优化设计了功率检测电路的时间常数，对信号幅度的随机起伏起到平滑作用，同时保留了功率上冲的特征，既可以避免数字电视信号伪随机性造成的误动作，又能实现功率上冲的检测。电路简单，稳定，实现成本低。使功率上冲保护电路能方便地适用于采用中国数字电视标准的发射系统功率放大器中。

Description

一种用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路

技术领域

本发明涉及一种功率过冲保护电路，更具体说，它涉及一种用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路。

背景技术

在中等功率(百瓦量级)和大功率(若干千瓦量级)数字电视无线发射系统中，射频功率放大器处于高能、高热的工作状态，是故障率较高的部件之一。一旦射频功率放大器发生故障，发射功率会下降甚至消失，导致劣播或停播事故。射频功率放大器中，末级大功率晶体管是最容易损坏的部件。造成大功率晶体管损坏的主要原因包括：过热、过激励、过载。

由于散热系统故障导致晶体管过热的时间一般为秒的量级，通过监测散热系统工作状态和关键部位的温度，较容易实现保护功能。过激励和过载都会导致器件内部半导体结构发生过压击穿，作用的机理有两类：一是瞬时的射频电压超过半导体结构(如栅极-源极或漏极-源极)的耐压值，并持续一定的时间；二是由于漏极功率的突变导致漏极-栅极之间产生高幅度电压，将栅极-源极击穿，损害发生的时间从纳秒至微秒不等。

针对末级大功率晶体管的保护措施如专利US6,424,216B1(B2)，US7,486,144B2和US7,352,240B2等。其中关于过激励和过载的防护多采用平均功率检测和峰值功率(电压)检测，检测值一旦超限则给出保护信号，由执行机构切断大功率晶体管的栅压或降低其激励功率，达到保护功率管的目的。上述措施在数字电视广播发射功放中应用时需要面对如下的困难：

地面数字电视广播标准多采用扩频通信的机理，其频谱在通带内类似白噪声，时域包络也是呈随机分布的特征。平均功率检测需要较长的统计时间才能获得平稳的检测结果，以中国地面数字电视国家标准(CTTB)为例，一个信号帧最长为625uS，平均功率检测的统计时间不应低于5～10个信号帧，即3～6mS，远大于过载或过激励损害发生的时间。

另外，数字电视广播的激励器都是采用幅度-相位联合调制，大多数情况还会采用正交频分复用(OFDM)的调制方式，具有较高的峰值平均功率比(PAPR)。信号的幅度按一定的规律随机分布，峰值越高出现的概率越小，持续时间越短。这种特征给峰值功率检测和保护门限的确定带来困难。随机分布的幅度容易造成误保护。

对于CTTB标准，不同帧头模式的平均功率随时间的变化特性是不同的，如图1所示，在帧头(11)长度是420(55.6us)和945(125us)两种模式下，帧头的平均功率比帧体(12)高3dB，导致短时内信号功率是不平稳的，而帧头长度为595(78.7us)时帧头和帧体平均功率相同。上述特性会影响峰值功率保护门限的选取：如果以帧头期间的电平标准作为门限，则有可能帧体期间平均功率增大超过3dB时才启动保护，失去保护的意义。如果以帧体期间的电平作为门限，则帧头出现时容易触发误动作。所以对于数字电视广播标准，采用已有的过激励或过载保护方案较难实现准确有效的保护。

随着大功率晶体管工艺技术的进步，抗失配性能上可以保证在超过45:1的负载电压驻波比条件下晶体管安全工作。因此瞬时射频电压击穿的情况会大幅减少，防护的重点是针对过激励或过载造成漏极功率突变导致电压击穿的情况。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中的不足，提供一种针对数字电视广播标准，尤其是中国地面数字电视广播标准的保护效果好，不易误触发的用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的。这种用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路，包括功率检测电路和上冲检测电路；功率检测电路的时间常数通过外部分立器件可控，选择时间常数，以保证能够检测出不同模式数字电视信号的功率上冲；所述上冲检测电路包括具有高通特性的反相放大器、滞回比较器、参考电压源和复位电路。具有高通特性的反相放大器利用高通网络滤除功率检测信号中的低频分量，并通过钳位二极管消除负向的功率变化，只将功率上冲量放大；所述滞回比较器，输入信号是所述具有高通特性的反相放大器放大的输出，当上冲量幅度超过门限后会触发滞回比较器使其翻转，给出过冲指示信号，并将状态锁定；通过所述复位电路可以将所述滞回比较器的输出信号清除，实现复位功能；所述参考电压源为所述具有高通特性的反相放大器和所述滞回比较器提供参考电压。

作为优选：采用对数线性的平均功率检波器实现所述功率检测电路，通过改变外接于输出端的滤波电容调整检波时间常数。

作为优选：采用电压线性的平均功率检波器实现所述功率检测电路，通过改变外接于输出端的滤波电容调整检波时间常数。

作为优选：采用AnalogDevice公司的AD8362检波器实现所述功率检测电路，通过改变外接于CLPF端的电容调整检波时间常数。

作为优选：所述具有高通特性的反相放大器通过高低电平可以设定所述具有高通特性的反相放大器的增益，以适应不同模式的数字电视信号。

作为优选：所述具有高通特性的反相放大器，电容C1的一端为输入端，另一端与电阻R1连接，R1的另一端与运算放大器U1的反相输入端连接；电阻R2一端与运算放大器U1的输出端连接，另一端与运算放大器的反相输入端连接；钳位二极管D1的负极与电容C1和电阻R1连接端连接，二极管D1的正极与运算放大器U1的同相输入端连接；所述具有高通特性的反相放大器，运算放大器的输出端与电阻R3的一端连接，另一端与电阻R4相连，连接点为具有高通特性的反相放大器的输出端；电阻R4的另一端与NPN型三极管Q1的集电极连接；Q1的基极为模式设定输入端；Q1的发射机接地；参考电压源与运算放大器U1的同相输入端连接。

作为优选：所述滞回比较器的输入端为电阻R5的一端；电阻R5的另一端与运算放大器U2的反相输入端连接；电阻R6的一端与所述参考电压源连接，另一端与运算放大器U2的同相输入端连接；电阻R7的一端与运算放大器U2的输出端连接，该输出端即是所述过冲指示信号的输出端，另一端与U2的同相输入端连接；NPN型三极管Q2的集电极与U2的同相输入端连接，Q2发射极接地，Q2的基极与电阻R8的一端连接；电阻R8的另一端为复位信号的输入端。

本发明的有益效果是：本发明的用于数字电视发射系统功率放大器的功率过冲保护电路，优化设计了功率检测电路的时间常数，对信号幅度的随机起伏起到平滑作用，同时保留了功率上冲的特征，既可以避免数字电视信号伪随机性造成的误动作，又能实现功率上冲的检测。另外，本发明提出的上冲沿检测电路将RC高通网路与肖特基二极管结合，实现了针对功率上冲变化的有效检测方法，电路简单，稳定，实现成本低。本发明针对中国数字电视标准中不同帧头模式信号特征不同的特点，在上冲沿检测电路中设计了可通过外部信号控制放大器增益的功能，使功率上冲保护电路能方便地适用于采用中国数字电视标准的发射系统功率放大器中。

附图说明

图1为CTTB数字电视信号帧功率变化示意图；

图2为本发明的原理示意框图；

图3为本发明实施例的电路原理图；

图4为本发明实施例中滞回比较器电压门限示意图；

图5为本发明上冲检测电路的模块图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步描述。虽然本发明将结合较佳实施例进行描述，但应知道，并不表示本发明限制在所述实施例中。相反，本发明将涵盖可包含在有附后权利要求书限定的本发明的范围内的替换物、改进型和等同物。

本发明提出的功率过冲保护电路，如图2所示，包括平均功率检测电路21和上冲检测电路22两部分。

平均功率检测电路的输入信号23取自功率放大器的输入端或输出端的定向耦合器，分别用于激励功率或负载反射功率的过冲检测。平均功率检测电路可以采用集成电路芯片，也可以采用分立元件实现。无论采用何种形式，电路中均包含图2所示R0和C0组成的低通滤波网络，作用于检波器的输出电压，完成一定时间常数的平均作用。通过改变电阻R0和电容C0的取值，得到不同的时间常数τ_d＝R₀C₀。电阻R0和电容C0可以是电路中独立的原件，也可能部分包含于集成电路内部。本发明实施例中采用对数线性检波率的平均功率检测集成电路AD8362，等效电阻R0位于集成电路内部，组织约1.1k，需要外接电容C0实现平均滤波功能。本实施例中取C0为47nF，等效的时间常数为50us。在采用CTTB标准三种帧头模式下，均可以检测出持续时间大于等于200uS，幅度不低于+1dB的功率上冲。

功率检测电路的输出24为模拟低频信号，输入至上冲沿检测电路22中。上冲沿检测电路的输出25给出过冲指示，为逻辑开关信号，当没有功率上冲时，输出为一固定状态(如低电平)，检测到一次上冲后输出状态翻转(如高电平)并保持，通过“复位”端口26可以将过冲指示复位。上冲沿检测电路的模式选择端口27通过高低电平设定内部放大器的增益，以适应不同模式数字电视信号。

本发明实施例的上冲沿检测电路如图3，包括具有高通特性的反相放大器31、滞回比较器32和参考电压源33。

具有高通特性的反相放大器31中，电容C1与电阻R1构成高通网络，滤除输入信号中的直流和低频分量。电容C1的一端311作为上冲沿检测电路的总输入，来自功率检测电路的输出；电容C1的另一端与电阻R1的一端连接于312点，电阻R1的另一端与运算放大器U1的反相输入端连接。电阻R2一端接运算放大器U1的反相输入端，另一端与U1的输出连接，构成负反馈。运算放大器的同相输入端与参考源33连接。二极管D1的正极与运算放大器的同相输入端连接，负极与电容C1和电阻R1串连汇接点312连接。D1具有单向导通作用，当311点输入电压上升时，312点电压上升，高于二极管D1正极电压Vref，二极管截止，上升沿信号被反相放大器放大；当311点输入电压下降，导致312点电压低于Vref-Vd(Vd为二极管结压降)时，二极管导通并将312点电压钳位在Vref-Vd，选择Vd很小的肖特基二极管，可以保证下降幅度超过Vd的负脉冲不会通过放大器放大。运算放大器的输出端还与电阻R3的一端连接，电阻R3的另一端与电阻R4和电阻R5连接在313处，313作为具有高通特性的反相放大器输出端。电阻R4的另一端与NPN型三极管Q2的集电极连接；Q2的发射集接地，Q2的基极为模式设定输入端口314。当模式选择端口314加高电平时，三极管Q2对地导通，电阻R4接地，与R3一起对运算放大器U1的输出端分压，导致313点的电压低于U1的输出电压；当模式选择端口314为低电平时，三极管Q2截止，运算放大器的输出电压等于313点电压。通过控制314的电压，可以得到不同的放大增益。对于CTTB标准中帧头取420和945的情况，由于帧头功率高，导致功率检测得到的电压正向纹波较大，与帧头595模式相比，同样幅度的功率上冲，420和945模式检测到的电压正向电压值要高于595模式。因此，对于前420和945帧头，要将模式选择端口314加高电平，降低放大器的增益；595模式要将314加低电平，获得相对较大的增益。

在不考虑二极管的作用时，由射频输入311至运算放大器输出的电压传递函数为

$H\left(s\right)=-\frac{{\mathrm{sR}}_2{C}_1}{1+{\mathrm{sR}}_1{C}_1}---\left(1\right)$

通带内电压增益为

G_v＝R₂/R₁(2)

3dB带宽通带为

ω_3dB＝1/R₁C₁(3)

极点位置位于s＝-1/R₁C₁处，系统是稳定的。

根据(2)式，通过电阻R1与R2的比例关系可以确定放大器的电压增益，该增益的大小有检波器输出信号的特征确定。(3)式确定了高通特性的3dB起始频率点，高于ω_3dB的频率分量可以被放大。ω_3dB越小，会有越低的频率分量被放大，也就能够检测到更慢的功率上冲信号。一般地，功率放大器中会有自动电平控制(ALC)电路，该电路会根据当前的输出功率自动调节射功率放大器的总增益，使输出功率稳定于设定的水平。ALC电路的控制特性具有低通特性，即对于频率较高的电平变化不起控制作用。本实施例中具有高通特性的反相放大器的ω_3dB应该与ALC环路的低通特性带宽处于同一量级，本实施例中取为ω_3dB＝10(rad/s)，即R₁C₁＝100ms。

滞回比较器32的输入端为电阻R5连接在313的一端，R5的另一端与放大器U2的反相输入端连接。电阻R7的一端与放大器U2的输出端连接，另一端与U2的同相输入端连接，构成正反馈放大。电阻R6的一端与U2的同相输入端连接，另一端与参考电压源连接。电阻R6与R7形成分压关系，决定了滞回比较器的翻转电压门限。如图4所示，当输入电压V_in>V_{th_L}时，比较器输出Vout为0，这时电阻R6与R7分压决定了低翻转门限(图4中的41)

$V_{th\_L}=\frac{R_7}{R_6+R_7}{V}_{ref}$

当输入电压降低低于V_{th_L}时，比较器翻转，输出为高(Vcc)，这时电阻R6和R7分压确定了高翻转门限(图4中的42)

$V_{th\_H}=\frac{R_6}{R_6+R_7}{V}_{cc}+\frac{R_7}{R_6+R_7}{V}_{ref}$

当输入电压由低升高，并高于V_{th_H}时，比较器翻转，输出为0。

滞回比较器的初始状态为0输出。无功率上冲时放大器31的输出电压是Vref，高于V_{th_L}，比较器保持0输出状态；发生功率上冲，且上冲幅度足够大，导致比较器输入电压低于V_{th_L}时，比较器翻转，输出状态为高(Vcc)。希望此状态处于能被锁定，功率下降产生的下降沿不会触发比较器翻转，即要求被反相放大器31放大后的电压上升不能超过V_{th_H}。因此需要引入二极管D1对功率下降做钳位。

NPN型三极管Q1的集电极与放大器U2的同相输入端连接；NPN型二极管的基极与电阻R8的一端连接；电阻R8的另一端322作为复位输入端。当322输入高电平时，三极管Q1导通，集电极对地连接，放大器U2的同相输入端电压为0，反相输入端电压高于0，导致比较器输出电压为0，完成复位操作。

本实发明施例中，选取参考电压为1V，Vcc为5V，V_{th_L}取为0.4V，V_{th_H}为3.4V，R₂/R1≈5，采用CTTB标准信号，当功率上冲大于等于1dB时，电路会给出过冲指示信号，并且对于负向功率变化不会清楚指示状态。

Claims (7)

1.一种用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路，其特征在于：包括功率检测电路和上冲检测电路；功率检测电路的时间常数通过外部分立器件可控，外部分立器件用于选择时间常数，以保证能够检测出不同模式数字电视信号的功率上冲；所述上冲检测电路包括具有高通特性的反相放大器、滞回比较器、参考电压源和复位电路；具有高通特性的反相放大器利用高通网络滤除功率检测信号中的低频分量，并通过钳位二极管消除负向的功率变化，只将功率上冲量放大；所述滞回比较器，输入信号是所述具有高通特性的反相放大器放大的输出，当上冲量幅度超过门限后会触发滞回比较器使其翻转，给出过冲指示信号，并将状态锁定；通过所述复位电路可以将所述滞回比较器的输出信号清除，实现复位功能；所述参考电压源为所述具有高通特性的反相放大器和所述滞回比较器提供参考电压。

2.根据权利要求1所述的用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路，其特征在于：采用对数线性的平均功率检波器实现所述功率检测电路，通过改变外接于输出端的滤波电容调整检波时间常数。

3.根据权利要求1所述的用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路，其特征在于：采用电压线性的平均功率检波器实现所述功率检测电路，通过改变外接于输出端的滤波电容调整检波时间常数。

4.根据权利要求1所述的用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路，其特征在于：采用AnalogDevice公司的AD8362检波器实现所述功率检测电路，通过改变外接于CLPF端的电容调整检波时间常数。

5.根据权利要求1所述的用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路，其特征在于：所述具有高通特性的反相放大器通过高低电平可以设定所述具有高通特性的反相放大器的增益，以适应不同模式的数字电视信号。

6.根据权利要求1所述的用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路，其特征在于：所述具有高通特性的反相放大器，电容C1的一端为输入端，另一端与电阻R1连接，R1的另一端与运算放大器U1的反相输入端连接；电阻R2一端与运算放大器U1的输出端连接，另一端与运算放大器的反相输入端连接；钳位二极管D1的负极与电容C1和电阻R1连接端连接，二极管D1的正极与运算放大器U1的同相输入端连接；所述具有高通特性的反相放大器，运算放大器的输出端与电阻R3的一端连接，另一端与电阻R4相连，连接点为具有高通特性的反相放大器的输出端；电阻R4的另一端与NPN型三极管Q1的集电极连接；Q1的基极为模式设定输入端；Q1的发射机接地；参考电压源与运算放大器U1的同相输入端连接。

7.根据权利要求1所述的用于数字电视功率放大器的功率过冲保护电路，其特征在于：所述滞回比较器的输入端为电阻R5的一端；电阻R5的另一端与运算放大器U2的反相输入端连接；电阻R6的一端与所述参考电压源连接，另一端与运算放大器U2的同相输入端连接；电阻R7的一端与运算放大器U2的输出端连接，该输出端即是所述过冲指示信号的输出端，另一端与U2的同相输入端连接；NPN型三极管Q2的集电极与U2的同相输入端连接，Q2发射极接地，Q2的基极与电阻R8的一端连接；电阻R8的另一端为复位信号的输入端。